Аракелян А.К., Афанасьев А.А. Вентильные электрические машины в системах регулируемых электроприводов. Том 1

Подождите немного. Документ загружается.

407

406

либо пренебрежение углом коммутации. Оба условия позволяют

существенно упростить анализ работы двигателя при сохранении

его основных принципиальных особенностей.

Электромагнитный момент двигателя находим по (9.1), которую

с учетом (9.52) можно представить в виде



















2sin

cos

fmad

IILpM

. (9.56)

В случае необходимости полученное уравнение можно выразить

через постоянную составляющую входного тока инвертора

0п

, ис-

пользуя (7.23).

Записывая уравнение баланса активных мощностей на входе

и выходе инвертора с учетом (9.2) и (9.56)

     

,cos

2cos

1110п1110п0п





kkmkmamm

IUIUIUIU



(9.57)

можем получить уравнение для электрической частоты вращения

двигателя:

 

2sin

cos

10п0п











fmad

acfyama

IIL

rIIUU

(9.58)

где

0п

- напряжение на входе инвертора;



- падение напряжения в открытом вентиле;

fya













;;

- дополнительные потери от высших гармо-

ник тока соответственно в обмотках якоря, успокоительной и

возбуждения;



- активная мощность высших временных гармоник на-

пряжения и тока, идущая на создание дополнительных асинхрон-

ных и синхронных реактивных моментов.

Расчеты и эксперимент показывают, что для типовых

синхронных двигателей, работающих в номинальном режиме,

дополнительные потери в обмотках не превышают 15-20% от

основных потерь в меди якоря, причем при изменении нагрузки

9.2. Основные электромеханические характеристики

вентильного двигателя с инвертором тока и тактовой

синхронизацией по ЭДС холостого хода якоря

Вентильно-машинная система, состоящая из синхронного

двигателя и инвертора тока, коммутируемого с частотой вращения

с помощью датчика положения ротора (ДПР), представляет собой

одну из разновидностей вентильных двигателей.

Благодаря ДПР как источнику напряжения синхронизации

инвертора фиксируется фаза основной гармоники тока якоря

относительно ЭДС холостого хода синхронного двигателя.

Угол











(9.51)

может рассматриваться как независимый параметр (рис.9.1),

задаваемый системой управления вентилями инвертора (СУВ).

Здесь



- угол опережения отпирания вентилей инвертора,

отсчитываемый относительно точек пересечения синусоид первых

гармоник фазных напряжений.

В дальнейшем в качестве независимого параметра будет

приниматься угол





(9.52)

с помощью которого можно принудительно задавать проекции

амплитуды тока якоря

на координатные оси

;sin

110





(9.53)

,cos

110







(9.54)

где



- фазный угол между ЭДС холостого хода и первыми гар-

мониками тока якоря, причем для опережающего тока имеем





для отстающего -





Постоянство угла



предполагает либо компенсацию егоо

сравнительно малой коммутационной вариации путем выдерживания





(9.55)

409

408

Отсюда, используя (9.53), (9.54), получим

cossin

cos

1010













(9.65)

где напряжения

определяются по формулам (9.60), (9.61).

Следовательно, задаваясь током якоря или входным током

инвертора и не обращаясь к углу нагрузки, можно рассчитать

основные рабочие характеристики двигателя.

В частности, из уравнения (9.56) следует, что при углах





реактивный момент двигателя, обусловленный его

явнополюсностью, действует согласно, а при





- встречно с

активным моментом. Поэтому в первом случае электромагнитный

момент будет нарастать быстрее, чем ток якоря, а во втором

случае, достигнув максимума при токе якоря

 

2sin

cos







fad

(9.66)

далее будет убывать до нуля.

В соответствии с уравнением (9.56) при ненасыщенности

магнитных цепей как у неявнополюсных двигателей с углами

управления





, так и у явнополюсных с





принципиально

отсутствует конечный предел перегрузочной способности по

моменту. Этот вывод справедлив, если не накладывать ограничений

на величину магнитного потока по условиям насыщения и

допустимому уровню магнитных потерь.

Можно показать, что при обеспечении постоянства

результирующего магнитного потока в воздушном зазоре двигателя

данная система с ДПР обладает конечным максимальным

моментом, зависящим от угла управления



В режиме с постоянным результирующим магнитным потоком

в воздушном зазоре (

const





m

) при допущении 0



электромагнитный момент в соответствии с (9.46) выражается

формулой

добавочные потери меняются более медленно, чем основные





,,,;

fyaicI







(9.59)

где .5,13,1







Снижение частоты от номинального уровня на порядок

вызывает уменьшение







примерно вдвое.

Нужно отметить также, что в инверторах тока, работающих

на синхронный двигатель с развитой демпферной системой,

выходное напряжение содержит сравнительно малый процент

высших гармонических.

В результате дополнительными потерями в стали машины

можно пренебречь.

Мощность синхронных реактивных и асинхронных моментов



весьма мала (примерно на порядок меньше







) и слабо

зависит от частоты. Ее влиянием на скорость вращения также

можно пренебречь. Учитывая сложность раздельного определения

дополнительных потерь





, целесообразно учесть их влияние

на скорость вращения в первом приближении путем увеличения

активного сопротивления обмотки якоря в 1,1-1,2 раза.

Найдем теперь выражение для

cos



, влияющего на основные

электромеханические характеристики двигателя.

Проекции амплитуды основной гармоники напряжения на оси

d и q в установившемся режиме согласно (1.1), (1.2) будут равны

;











qddo

rIU

(9.60)











dqqo

rIU

(9.61)

Учитывая, что

;sin







(9.62)

,cos









(9.63)

несложно показать

0000111

cos

qqddmm

IUIUIU







. (9.64)

411

410

Для поддержания магнитного

потока неизменным, соответ-

ствующим выбранному значению

, необходимо регулировать

отношение



по закону, следующему из (9.44):

   

 

 

 

sincos1sinsin1cos

cos









(9.71)

и изменять ток возбуждения по (9.15).



; град.

— 30° —10° 10° 30° 50° 70°



; град.

31°20’ 41°50’ 52°40’ 63°50’ 76°10’ 92°30’

Таблица 9.4

 ; град.

10° 30° 50° 70°



;град.

89°10’ 87°30’ 86°17’ 85°30’

Таблица 9.5

Рис. 9.14. Зависимость

электромагнитного момента

вентильного двигателя с ДПР от

угла управления инвертора при

постоянстве магнитного потока

Рис. 9.13. Моментная угловая

характеристика вентильного

двигателя с ДПР при постоянстве

магнитного потока





   

 

    

sincossin112

sin1cos

sincoscos5,1





















(9.67)

где

111

mwm

wkk













(9.68)

Исследуя уравнение (9.67) на экстремум по углу нагрузки



углу управления



, найдем, что максимум момента при

const





имеет место для угла нагрузки



 

sin1

cos







(9.69)

максимум момента при

const





достигается при угле управления



, определяемом из уравнения





.0 sincossin2sin

cossin221

222





(9.70)

Экстремальные углы



весьма близки к значению



(см.

табл.9.5), поэтому для облегчения их нахождения можно принять

1sin





, в результате чего уравнение (9.70) становится

квадратным.

На рис.9.13, 9.14 по уравнению (9.67) построены в

относительных единицах зависимости









при

const













при для параметров:



;

91,0



;

.075,0



В табл.9.4, 9.5 указаны экстремальные углы





найденные по уравнениям (9.69), (9.70).

Значение



соответствует магнитному потоку холостогоо

хода, который при номинальной скорости на холостом ходу наводит

в обмотке якоря номинальное напряжение.

Поскольку

kM 

, то значение момента, найденное для



и данных





, легко может быть пересчитано на новое значение



при прежних





413

412

Закон изменения напряжения на зажимах двигателя принимает вид





















6371

fffU

. (9.72)

Кривые рис.9.13 показывают, что при обеспечении

const





m

электромагнитный момент для заданного значения угла нагрузки с

увеличением угла управления



возрастает. Рост



приводит к

увеличению перегрузочной способности вентильного двигателя по

моменту. Эта зависимость связана с характером действия реакции

якоря. При малых углах



(менее



и отрицательных) из-за

намагничивающего действия реакции якоря приходится уменьшать

ток возбуждения (рис. 9.16), что, как видно из формулы (9.56),

приводит к уменьшению момента. При больших углах



картина

получается противоположной из-за размагничивающего действия

реакции якоря следует резко увеличивать ток возбуждения, пока

угол нагрузки не достигнет критического значения. Это вызывает

рост перегрузочной способности.

Кривые рис. 9.13 указывают также, что максимальные моменты

в режиме с

const





m

реализуются при токах якоря, отстающих

по фазе от напряжения (на рис. 9.13 пунктиром показана линия,

проходящая через точки, для которых

1cos





). Следовательно, для

повышения перегрузочной способности вентильного двигателя с ДПР

целесообразно использовать

автономные инверторы тока,

позволяющие двигателю рабо-

тать как с опережающим, так и

отстающим током.

Э к с п е р и м е н т а л ь н ы е

данные рис.9.18 для режима с

постоянным магнитным потоком

(

15,1



) были получены на

установке с синхронным

двигателем ЕС-52-4М-101

мощностью 4,5 кВт со

скоростью вращения 1500 об/мин

и зависимым инвертором тока.

В пазы якоря двигателя была

заложена специальная трех-

Рис. 9.17. Изменение тока якоря

при постоянстве магнитного

потока вентильного

двигателя с ДПР

По формулам (9.15), (9.71) на рис. 9.15, 9.16 построены кривые

 





при

const











при

const





для па-

раметров двигателя:

075,0



;

57,1



;

8,1

Ток якоря двигателя

(рис.9.17) рассчитывается по

(9.38).

При формировании тре-

буемых характеристик вентиль-

ного двигателя можем считать

заданной электромеханическую

характеристику





;

15 m





const





из которой с помощью формул

(9.38) и (9.71) получаем

зависимость





const. ;











Рис. 9.15. Характер регулирования выходного напряжения инвертора

для обеспечения постоянства магнитного потока в вентильном

двигателе с ДПР

Рис. 9.16. Характер регулирования

возбуждения вентильного

двигателя с ДПР для обеспечения

постоянства магнитного потока

415

414

Рис. 9.19. Схема подключения одной

фазы синхронного электро-

двигателя к инвертору

напряжения (а), напряжение и ток

фазы в функции углового

положения ротора (б)

Поскольку сигналы

управления ключами

41 kk



будут следовать от датчика

положения ротора (ДПР)

двигателя, то и кривая

выходного напряжения

инвертора будет жестко

синхронизирована с угловым

положением



продольной

оси ротора относительно

магнитной оси фазы а

статора. Следовательно, если

мы определим ЭДС хлостого

хода фазы а электродвигателя

выражением

,sin







(9.73)

то для первой гармоники

фазного напряжения фазы а статора будет справедливо





,sin

uma









(9.74)

где

- , EU





будет задаваться принудительно ДПР и должен

рассматриваться не в качестве меры нагрузки синхронной машины

с сетевым питанием, а как параметр управления вентильным

двигателем (

const





Рассмотрим основные электромеханические свойства

вентильного двигателя с инвертором напряжения (токи обмотки

якоря синусоидальны).

9.3.2. Характеристики вентильного двигателя в режиме

постоянства скорости вращения

При допущении синусоидальности выходного напряжения

инвертора, ведомого сигналами ДПР, для рабочего режима

вентильного двигателя, выполненного на основе явнополюсной

синхронной машины, будут справедливы известные уравнения

синхронного двигателя с сетевым питанием, но в которых угол



не будет зависеть от нагрузки.

фазная обмотка с полюсностью,

одинаковой с основной, ЭДС

которой при известной скорости

вращения позволяла контроли-

ровать величину резуль-

тирующего магнитного потока в

воздушном зазоре. Основные

параметры опытного двигателя:

83,1



;

97,0



;

12,0





;

052,0





;

;В 133

нф



А 7,15



В заключение можно сделать

следующие основные выводы

1. Для оценки реальной

перегрузочной способности по моменту вентильного двигателя с

ДПР при различных углах управления целесообразно использовать

моментные угловые характеристики, построенные в режиме

постоянства магнитного потока в воздушном зазоре. При этом

большей перегрузочной способности соответствуют углы

управления, близкие к значению





, но не превосходящие его.

2. В вентильных двигателях с ДПР и автономным инвертором

тока предоставляется возможность реализовать наибольшие

перегрузочные моменты двигателя, которые наблюдаются при

отстающих фазах тока якоря.

9.3. Основные электромеханические характеристики

вентильного двигателя с инвертором напряжения

и тактовой синхронизацией по ЭДС холостого хода

9.3.1. Введение

В инверторе напряжения источник постоянного напряжения

(аккумуляторная батарея, выпрямитель с параллельно

подключенной большой емкостью) подключается непосредственно

через ключи к нагрузке - синхронному электродвигателю (рис. 9.19).

Рис. 9.18. Расчетно-

экспериментальные

характеристики лабораторной

модели вентильного

двигателя с ДПР

417

416

двигатель будет работать с .1cos





Дальнейшее увеличение

возбужденности ротора приведет к тому, что из сети снова будет

потребляться реактивный ток, но уже не отстающий, а опережающий

напряжение U. Двигатель в этом случае будет по отношению к

сети уже не индуктивностью, а емкостью.

Возможность работы с



cos

, близким к единице, является

весьма важным положительным качеством синхронных двигателей

с возбужденными полюсами, способствующим их широкому

применению.

ЭДС





, наводимую в обмотке статора результирующим

потоком



воздушного зазора, можно представить как векторную

сумму ЭДС, состоящую из ЭДС



, наводимой основным потокомм

ротора - потоком возбуждения



, ЭДС



, наводимой основным

потоком обмотки статора



. Так как потоки



смещены

в пространстве, то наводимые ими ЭДС сдвинуты по фазе во

времени.

Подставив в равенство (9.75)

EEE





 0

и выразив падение

напряжения на индуктивном сопротивлении рассеяния обмотки

статора -



xIj



- через ЭДС





, наводимую потоком рассеяния





получим (рис. 9.20, а)

rIEEEzIEU







(9.77)

Анализируя работу двигателя с явно выраженными полюсами,

МДС якоря обычно раскладывают на продольную и поперечные

составляющие, по которым находят поток



, проходящий по

продольной оси - оси полюсов ротора, и поток



, проходящий по

поперечной оси, перпендикулярной оси полюсов (в этих

направлениях легче определить магнитную проводимость машины).

В соответствии с этим и ЭДС



раскладывается на ЭДС



наводимою потоком





, и ЭДС



, наводимую потоком м





. С

учетом такого разложения уравнение напряжений (9.77) принимает

вид (рис. 9.20, а)

rIEEEEU

aqad







(9.78)

Ток обмотки статора также раскладывается на составляю-

щие - продольную



и поперечную



,cos ,sin









IIII

(9.79)

Следуя [240], рассмотрим более детально эти уравнения, не

пренебрегая активным сопротивлением обмотки статора.

Напряжение U, подводимое к фазе обмотки статора

синхронного двигателя при его работе в синхронном режиме,

уравновешивается ЭДС



, наводимой в обмотке статора

результирующим магнитным потоком





в воздушном зазоре, и

падением напряжения на собственном сопротивлении



фазы

обмотки статора







 jxrIEzIEU



(9.75)

Величина результирующего магнитного потока



при заданномм

эффективном числе витков фазы обмотки статора

const



заданной частоте сети const



f в режимах работы, близких к

номинальному, определяется в основном значением приложенного

к фазе обмотки статора напряжения U. Действительно, если

пренебречь падением напряжения





, которое в режимах, близких

к номинальному, невелико, то, согласно (9.75),





.44,4 ;44,4 cUwfUfwEU











(9.76)

Это значит, что при постоянном по значению напряжении

питания U результирующий магнитный поток



двигателя в

синхронном режиме практически постоянен.

Особенностью синхронной машины с возбужденными

полюсами является то, что ее результирующий поток



является

суммой двух потоков: потока возбужденного ротора



и потокаа

статора, создаваемого намагничивающим током, поступающим от

источника питания.

Доля участия обмотки статора в создании результирующего

потока



при постоянном напряжении сети U, а следовательно, и

потоке

const





определяется значением возбужденности

(намагниченности) ротора, т. е. значением потока



. Чем больше

возбужденность ротора (больше поток



), тем большую долю в

создании потока



берет на себя ротор и меньшую - обмотка

статора. Это значит, что с увеличением возбужденности

(намагниченности) ротора уменьшается реактивный

(намагничивающий) ток двигателя, забираемый им из сети.

Увеличивая степень возбужденности ротора, можно добиться

такого состояния, когда намагничивающий ток будет равен нулю и

419

418

Основное уравнение напряжений синхронного двигателя с

возбужденными явновыраженными полюсами с учетом уравнений

(9.78)-(9.80) можно записать в следующем виде:

rIxIjxIjxIjEU

aqqadd







(9.81)

Графическим изображением этого основного уравнения

напряжений является векторная диаграмма, представленная на

рис.9.20,а. Анализируя эту диаграмму с учетом (9.79), можно

получить следующие равенства:

; ;sin



 xIjaxIIxa





; ;cos



 xIjbxIIxb







 xIjxIjbaxIj





С учетом этого основное уравнение напряжений (9.81) примет вид

rIxIjxIjxIjxIjEU

qdaqqadd





0

(9.82)

или

rIxIjxIjEU

qqdd





(9.83)

; ;











xxxxxx

aqqadd

(9.84)

где

xx ,

- синхронные индуктивные сопротивления соответственно

по продольной и поперечной осям машины.

Уравнению напряжений (9.83) соответствует векторная

диаграмма, представленная на рис.9.20,б.

Выражения токов обмотки статора - продольного

поперечного

и суммарного I - можно найти, анализируя

векторную диаграмму синхронного двигателя (рис.9.20,б).

Проецируя вектор напряжения



и его составляющие на

поперечную ось q, совпадающую с направлением вектора



продольную ось d, перпендикулярную



, получим

.sinsin ;coscos

















IrUxIIrxIEU

UqqddU

(9.85)

С учетом (9.79) эти равенства примут вид

;sin ;cos

rIxIUrIxIEU

dqqUqddU

















(9.86)

где



- угол между векторами ЭДС -



и тока а



(рис. 9.20, а).

Токи



создают соответственно потоки









. В

ненасыщенной машине потоки



прямо пропорциональны

токам

. Прямо пропорциональны токам и ЭДС

наводимые потоками



, а также ЭДС



, наводимаяая

потоком рассеяния





. Учитывая, что ЭДС отстают отт

соответствующих потоков на четверть периода (90°), можно

записать

. ; ;



 xIjExIjExIjE

aqqaqaddad



(9.80)

Коэффициентами пропорциональности между токами и ЭДС

являются индуктивные сопротивления:

- синхронное

индуктивное сопротивление фазы обмотки статора по продольной

оси (обусловлено проводимостью пути потока



);

синхронное индуктивное сопротивление обмотки статора по

поперечной оси (обусловлено проводимостью пути потока



);



- индуктивное сопротивление рассеяния фазы обмотки статора

(обусловлено проводимостью пути потока





Рис. 9.20. Векторные диаграммы синхронного двигателя с явно

выраженными возбужденными полюсами

421

420

или с учетом формул (9.79)

.sincos

1 UdUq

mUImUIP









(9.93)

Подставив сюда

из (9.89) и (9.90), после

преобразований найдем

   

.2sin

cossin

















 rxхrx

xхr

UqdUUq

(9.94)

Электромагнитную мощность двигателя

эм

можно найти без

учета потерь в стали статора как разность мощности

(9.94),

подводимой к обмотке статора из сети, и электрических потерь

э1



в обмотке статора:

1э11эм

rmIPPPP 

(9.95)

Вращающий момент, развиваемый ротором синхронного

двигателя, несложно определить, зная электромагнитную мощность

эм





,55,9602

cэмcэмcэм

nPnPPM











(9.96)

где

- синхронная скорость вращения в об/мин.

Подставив сюда

эм

(9.95) и преобразовав с учетом выражений

(9.94), (9.92), получим выражение вращающего момента:

 



   



 



 



2cos2sin

cos2

sin2

2222

222

dqqd

UqdUqd

qUqdq

Udqqd

MMxхr

xхrrxх

xхr

xх

xrrxхrxr

xrxrxх

xхr

























(9.97)

Вращающий момент M синхронного двигателя с

возбужденными явно выраженными полюсами является суммой

двух слагаемых. Одно из них зависит от степени возбужденности

полюсов



- это основной электромагнитный момент



. Второе

не зависит от возбужденности



. Оно определяется разностью

Умножив первое равенство на

, а второе на r и почленно

сложив, после преобразований получим





sincos

UqU

xхr

UrxEU











(9.87)

Умножив первое равенство (9.86) на r, а второе равенство (9.86)

на

и произведя почленное вычитание, получим





sincos

UdU

xхr

UxrEU













(9.88)

Вынесем U за скобки и обозначим через





степень

возбужденности ротора. Тогда выражения токов примут следующий

вид:

 

;sincos

UqUq

rxx

xхr

I 





(9.89)

 

.sincos

UdU

xrr

xхr

I 





(9.90)

Полный ток обмотки статора можно найти по известным токам

III 

(9.91)

Подставив сюда

из формул (9.89) и (9.90), после

преобразований получим

 









 

 

 

.2sinsin

cossin2

22222222

qqUdqUdq

UqUqd

xrxrxхrxx

xrxхr

xхr









(9.92)

Мощность, потребляемая двигателями из сети

определяется как





cos

mUIP

, где m - число фаз обмотки

статора.

Из векторной диаграммы (рис. 9.20, б) видно, что











Подставив это значение в выражение мощности, получим





,sinsincoscoscos

1 UUU

mUImUImUIP





















423

422

с постоянными магнитами радиальной конструкции вследствие

большого магнитного сопротивления материала постоянных

магнитов обычно

xх



и реактивный момент при малых углах

нагрузки



отрицателен (рис. 9.22).

Сложность полученного выше выражения (9.97) вращающего

момента М и его составляющих



, отличие их от

известных выражении моментов обычных синхронных двигателей

объясняются тем, что выражение (9.97) получено с учетом

активного сопротивления обмотки статора r. Если пренебречь

активным сопротивлением r, то выражение вращающего момента

(9.97) и его составляющих с учетом того, что, согласно рис. 9.20,

при



угол







примет хорошо известный вид

.2sin

sin

dqU

UmE

M 

























(9.98)

sin

Рис. 9.21. Зависимость моментов



и M от угла



при

xх







0,7 ;0,2 ;1 ;5,0







rxх

магнитных проводимостей по продольной и поперечной осям

машины - это реактивный момент

. При









xх

он равен

нулю.

Вращающий момент M является сложной функцией, зависящей

от напряжения, параметров двигателя, степени возбужденности



и от угла



. При постоянных значениях напряжения U и степени

возбужденности



зависимость момента М от угла



у различных

двигателей не одинакова. Она во многом определяется

соотношением параметров.

У двигателей с неявно выраженными полюсами

xх



реактивный момент



. У синхронных двигателей с

электромагнитным возбуждением (с обмоткой возбуждения

постоянного тока) обычно

xх



и реактивный момент

при

малых углах



положителен (рис. 9.21). У синхронных двигателей

sin

Рис. 9.21. Зависимость моментов



и M от угла



при

xх







0,7 ;0,2 ;7,0 ;1







rxх

425

424

;

qddq

xxrz 

(9.103)

222

xrz 

(9.104)

где

qdq

zz ,

- соответственно некоторое среднее синхронноее

сопротивление и синхронное сопротивление по оси q.

С учетом введенных обозначений выражение электро-

магнитного момента (9.99) можно записать в следующем виде:

 

.cossin

222

rzmU

MMM



















(9.105)

Обозначив

,cossintg ab











(9.106)

выражение в квадратных скобках (9.105) преобразуем следующим

образом:

 

 

   

.sinsin1

sin

tg11

cossincossin

cos

costgsincossin







































UUUU

(9.107)

Подставив (9.107) в (9.105), получим

 

,sin

222

rzmU

MMM



















(9.108)

или





,sin

тт 

















MAMMM

(9.109)

Электромагнитный момент



, как это несложно заметить,

рассматривая выражение (9.97), является алгебраической суммой

трех слагаемых, первые два из которых, являясь гармоническими

функциями, зависят от угла нагрузки



; третье не зависит отт

нагрузки - угла



, и всегда отрицательно. Это тормозной момент

т

Электромагнитный момент



можно представить как

разность зависящего от нагрузки момента





и тормозного

момента

т

 



 



 

.cos2

sin2

222

Uqdq

Udqqd

xxr

xrrmU

xxrxr

xrxrxx

xxr

MMM























(9.99)

Тормозной момент

т

, если учесть, что





будет

 

xxr

rmE











(9.100)

Тормозной момент зависит от возбуждения полюсов

и отт

активного сопротивления обмотки статора r, но не зависит от

напряжения сети U. При



тормозной момент равен нулю.

Причиной возникновения тормозного момента являются потери в

обмотке статора от токов, наводимых возбужденными полюсами.

Для покрытия этих потерь и затрачивается часть энергии,

развиваемой ротором. По своей природе это генераторный момент,

который всегда противодействует моменту, приводящему ротор во

вращение.

Для упрощения записи выражения (9.99) введем следующие

обозначения:

222

dqqd

xrxrxxa 

(9.101)





; 2

qdq

xxrxrb 

(9.102)