Попечителев Е.П. Кореневский Н.А. Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская техника: Теория и проектирование

Подождите немного. Документ загружается.

Кф(ю), которая со-

гласована со спек-

тром полезного сиг-

нала (пропускает

без подавления по-

лезный сигнал), то

для этого примера

нетрудно видеть,

что значительная

часть сигнала поме-

хи будет подавлена.

Отношение с/ш на выходе фильтра можно оценить по приближенной

формуле:

= 0,5

Fy((o

pn/®cp), (9-34)

где Т

— отношение сигнал/шум на выходе усилителя, после которого

осуществляется фильтрация.

Если обеспечить реализацию комплексного подавления помехи (нор-

мализацию сигнала) с помощью схемы синфазного подавления и с помо-

щью схемы фильтрации, то совместная запись выражений (9.33) и (9.34)

позволяет получить соотношения;

Ту Т

вых

V» = ОДо^Юер)^ .

При оценке реально достижимого отношения с/ш для рассматривае-

мого случая необходимо учитывать несколько взаимно противоречивых

факторов. Понижение частоты среза фильтра низких частот приводит к

улучшению подавления помех, но нельзя со

ср

выбирать ниже граничной

частоты спектра полезного сигнала, чтобы не искажать полезную инфор-

мацию. С другой стороны, любой НЧ-фильтр — это инерционная дина-

мическая система, и с понижением со

ср

ее инерционность растет. Эти со-

ображения необходимо учитывать при реализации любых фильтров.

Кроме того, учитывая качество сигнала, необходимо иметь в виду, что

нет смысла «давить» шумы существенно ниже, чем погрешность регист-

рации полезного сигнала.

В [17] приведена практическая схема режекторного фильтра с высо-

кой добротностью, которая рекомендуется для подавления сетевой поме-

хи частотой 50 Гц (рис 9.53,

а).

Для этой схемы частота режекции опреде-

ляется выражением

= l/27tRC, откуда могут быть рассчитаны значения

278

S«D)

Рис. 9.52. Подавление помех фильтрами

Рис. 9.53. Режекторный фильтр подавления сетевой помехи

R и С мостовой схемы фильтра. На рис 9.53, б приведены частотные ха-

рактеристики фильтра с регулируемой добротностью.

9.3. НЕЛИНЕЙНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ

9.3.1, Сравнивающие устройства (компараторы)

Большой коэффициент усиления ОУ

линейном режиме обеспечива-

ет весьма малую (порядка долей милливольт) разность напряжений меж-

ду инвертирующим и неинвертирующим входами. На этом свойстве

основано построение различных устройств сравнения (компараторов).

Простейшая схема такого устройства приведена на рис. 9.54, а.

этой

схеме стабилитрон включен для ограничения выходного напряжения

уровнем напряжения стабилизации и

вых

и прямого напряжения на

стабилитроне U*. Изменение полярности напряжения и

вых

происходит

при переходе через ноль напряжения U„, то есть при U

= U^Ri/Rj).

Схемы с аналогичными характеристиками могут быть использованы для

фиксации момента достижения входным сигналом заданного уровня (по-

рога). На рис. 9.54, б показана временная диаграмма работы компаратора,

настроенного на величину порогового напряжения Е

. При использова-

нии сумматора на входе компаратора

можно

реализовать схемы линейно-

го порогового элемента, которые широко используются, например, при

реализации функции нейронного элемента в теории распознавания обра-

зов (рис. 9.54, в). Эта схема воспроизводит функцию вида:

sign

где aj—весовые

коэффициенты, задаваемые переменными резисторами.

Сравнивающие устройства можно выполнять на ОУ без обратной

связи, используя свойства выходных каскадов входить в режим насыще-

279

Рис. 9.54. Варианты схем реалюации компараторов

ния (рис. 9.54, г). Эти схемы обладают хорошей точностью и низким бы-

стродействием из-за того, что необходимо время на восстановление тран-

зисторов выходных каскадов. Общее быстродействие ухудшается еще и

инерционностью стабилитрона.

Повышение быстродействия достигается при использовании специа-

льных схем интегральных компараторов (рис. 9.54, д). Эти схемы менее

280

1 H

•R

.U-

uJL

E„,

ui,

б)

Рис. 9.55. Компараторы с петлей гистерезиса

точны, но обеспечивают согласование сигналов с цифровыми элемента-

ми [16].

Приведенные схемы обладают низкой помехозащищенностью, по-

скольку наличие помехи в районе порога срабатывания может приводить

к ложным срабатываниям. Для повышения помехозащищенности

устройств сравнения или для образования двух порогов переключения

вводят цепь положительной обратной связи (рис. 9.55, а). Цепь обратной

связи образует в передаточной функции ОУ гистерезис шириной

ДЕ

П2

Наличие указанной связи позволяет сохранять одно из

двух устойчивых состояний или и

вьж

, даже если

Пороги пе-

реключения

Е„1

Е„2

легко найти из условия равенства напряжений U„ и

, пренебрегая, например, влиянием входных токов:

+ R,/R

„ R,

ЕЙ = и;

i+r

2 +Eon

>0;

E„I = IT

1 + R

i+r

/r,

Е„

i<0i

АЕ

_ jj-

+ R

/ R

•

+ R,/R

+ R

= —И

ВЫХ 8ЫХ

281

Если включить ограничиваю-

щий

диод (штриховая линия), то

b--U*

1 + R

/R2

+ R

Рис. 9.56. Схема передачи большего

входного сигнала

Е„2

вых

оп

1+R

+ R

;

ВЫХ

оп

+ R

Компаратор с петлей гистере-

зиса

можно

построить

на специ-

альных интегральных элементах,

например по схеме, изображен-

ной на рис. 9.55, б. Такая схема

имеет пороги срабатывания:

>0;

-<0

и ширину гистерезиса:

= (UL -Ul)/(1 + R

В некоторых системах обработки сигналов требуется не только срав-

нить два сигнала, но и передать без усиления больший из них. На

рис. 9.56 показан вариант реализации

схемы,

обеспечивающей такую воз-

можность. Когда

Bx2

то ток

вых

I , диод Д1

заперт

i посту-

пает на выход. Когда U

Bx2

BXl

, заперт диод Дг, а ток

1вы

Пых

= (U

Bx2

- U

i)/Ri создает на

Rj,

падение, напряжения, равное

Bx2

- и

вХ

1.,

9.3.2. Аналоговые ключи и схемы управления

коэффициентом усиления на их основе

Аналоговые электронные ключи должны обладать высокой точно-

стью передачи сигнала и высоким быстродействием; управляются они

обычно от цифровых схем. На

рис.

9.57, а показана схема, обеспечиваю-

щая коммутацию сигналов с напряжением ±10

В,

с погрешностью ±0,2 %,

с быстродействием 6 мкс [43]. Поскольку для управления используются

низковольтные сигналы ( +

В), а для переключения полевых транзисто-

ров необходимо напряжение, превышающее диапазон изменения U

, в

схему вводятся биполярные транзисторы.

282

а)

В этой схеме при наличии управляющего положительного сигнала

транзистор VTi заперт, а отрицательным потенциалом

от

источника пита-

ния открыт ключ VT3. Входное напряжение попадает на выход 1 через

операционный усилитель А]. Транзистор VT

открыт от отрицательного

источника питания, а его коллекторный переход запирает ключ VT4, вы-

ключая усилитель А

. При подаче логического нуля (0

-s-

0,4 В) на управ-

ляющий вход транзистор VTi отпирается, в результате чего на коллекто-

ре образуется положительное напряжение, запирающее VT

. На за-

твор

VT4

через делитель поступает отпирающее отрицательное напряже-

ние^ входное напряжение переключается на вход усилителя А

и далее

на выход 2.

Аналоговые интегральные ключи выполняются, как правило, на

основе МОП-транзисторов, они удобны тем, что, во-первых, в открытом

состоянии пропускают ток в обоих направлениях,

при этом

канале от-

сутствуют паразитные источники напряжения и, во-вторых, цепь управ-

ления МОП-транзистора электрически изолирована от сигнальной цепи.

Сопротивление канала открытого МОП - транзистора составляет

10—1000 Ом. Качество закрытого ключа характеризуют током утечки,

который обычно лежит в диапазоне 0,1—100 нА.

283

На рис. 9.57, б показана схема аналогового ключа на микросхемах

типа КР590КН8А,Б. Эти схемы содержат по 4 транзистора с и-каналом;

на рисунке для упрощения показано два. Транзисторы КН8А использу-

ются как ключевые, а КН8Б предназначены для построения управляю-

щих каскадов ключей. Стабилитроны Дь.Дг и резисторы R

, подклю-

ченные

затворам транзисторов, предназначены

для

согласования напря-

жений. Предположим, что управляющие напряжения U| и U

могут при-

нимать двазначения

В и +

5 В.

Если напряжения пробоя стабилитронов

Д| и Д

= 13 В, то потенциалы затворов Ti и Т

будут равны -12

(О

В на

,p) или - 8В( + 5Вна U

p). На исток этих транзисторов подается на-

пряжение -

В, поэтому в первом случае напряжение затвор-исток рав-

но нулю (транзистор закрыт), во втором случае равно + 4 В (транзистор

открыт). Напряжения ±12 В, получаемые на истоках транзисторов T

, Т

подаются на затворы ключевых транзисторов Т

, Т4, замыкая или размы-

кая связи между контактами 1—4 и 2—8.

Рассмотренные микросхемы предназначены для построения быстро-

действующих ключей (время включения 3—5 не), поэтому они выполне-

ны на быстродействующих пМОП-транзисторах. При этом технологиче-

ски удается расположить на кристалле только сами транзисторы.

В большинстве случаев для построения ключей используют компле-

ментарные МОП-транзисторы (КМОП) так, что каждый ключ состоит из

параллельно включенных пМОП- и рМОП-транзисторов. Это позволяет

получить практически постоянное сопротивление открытого ключа вне

зависимости от направления и значения проходящего тока. Кроме того, в

состав микросхем обычно вводят формирователи управляющих сигна-

лов, обеспечивая их совместную работу с цифровыми микросхемами.

Следует отметить, что для своего управления такие ключи требуют вход-

ного сигнала

В и более, поэтому на управляющих выходах TTJI-микро-

схем ставят сопротивления в несколько кОм, подключаемые к источнику

питания. Типичные представители интегральных ключей имеются в се-

риях К590 и К591.

Сопротивления открытых аналоговых ключей и ток утечки закрытых

достаточно сильно зависят от температуры. Например, у открытого

КМОП-ключа сопротивление практически линейно возрастает с коэффи-

циентом 2—5 % на 10

С, а ток утечки закрытого ключа увеличивается

примерно в 2 раза при увеличении температуры на 10°.

В задачах съема и обработки медико-биологической информации ча-

сто приходится сталкиваться с сигналами, изменяющими амплитуду в

широких пределах (большие динамические диапазоны) так, что исполь-

зование масштабного звена на ОУ

фиксированным коэффициентом уси-

ления

не

дает удовлетворительных результатов. В этом случае можно ис-

пользовать схемы с электронной перестройкой коэффициента усиления с

284

IW и,.,, и „

и„

R, ГТ^Г^г ^ ^ -

АГ

а)

ЁьПЗ

А1

б)

пэ

иХ

Рис. 9.38. Схемы с управляемым коэффициентом усиления

помощью транзисторных ключей или соответствующих микросхем, реа-

лизующих функции аналоговых коммутаторов. Пример такой схемы с ре-

гулировкой коэффициента усиления по цепи обратной связи приведен на

рис

9.58, а. В

этой схеме подача управляющего напряжения U^p, открыва-

ет соответствующий транзистор VTj, закорачивая соответствующий ре-

зистор

Roi

в цепи обратной связи, уменьшая тем самым общую величину

Roc,

а следовательно, и коэффициент передачи ОУ. Для схемы рис 9.58, а

258 284

справедливо соотношение U

BbIX

= -U

- R

/Ri- Для более точных расче-

тов при определении величины R

учитываются не только замкнутые

ключи, но и сопротивления открытых ключей г

и токи утечки

закры-

тых ключей.

Для реализации автоматической перестройки с целью предотвраще-

ния выхода ОУ на нелинейный участок из-за высоких значений входного

сигнала можно использовать пороговые элементы, фиксирующие уровни

выходных или входных напряжений ОУ. На рис. 9.58, б показана схема

изменения коэффициента усиления ОУ при достижении заданного вы-

ходного напряжения U

, на который настраивается пороговый элемент

ПЭ и который управляет отпиранием ключа VTi. На рис. 9.58, в показан

вариант схемы автоматического управления коэффициентом усиления

несколькими пороговыми элементами, отслеживающими разные величи-

ны входного напряжения U

i, U„2, и„з и

U„4.

На усилителе А

собрано со-

гласующее масштабное звено (для разгрузки источника входного напря-

жения).

Часто для управления коэффициентом усиления в автоматическом

режиме используют ЭВМ, которая передает код преобразуемого коэффи-

циента усиления через согласующие устройства на управляющие входы

ключей.

В ряде практических задач возникает необходимость управления ко-

эффициентом передачи с помощью непрерывного управляющего сигна-

ла. В этом случае можно также создавать управляемые сопротивления

как по цепи обратной связи, так и по цепи входного сопротивления. На

рис. 9.58, г изображен вариант практической схемы управления коэффи-

циентом усиления масштабного звена по цепи входного сопротивления.

Ниже будут рассмотрены варианты управления коэффициентом переда-

чи аналогового сигнала с помощью других схемотехнических решений,

например с помощью умножающих цифроаналоговых преобразовате-

лей.

9.3.3. Множительно-делительные устройства

В устройствах обработки информационных сигналов часто возникает

потребность

схемах, выполняющих нелинейные математические опера-

ции над параметрами этих сигналов (например, умножение, деление, ло-

гарифмирование

и т.

п.), с помощью которых удается рассчитать ряд важ-

нейших диагностических показателей. Для выходных параметров таких

схем характерна нелинейная зависимость между информационными па-

раметрами входных

сигналов.

Вид этой зависимости определяет класс со-

ответствующей расчетной схемы, среди которых большое место занима-

ют множительно-делительные устройства. Анализу принципов построе-

286

ния таких схем посвящено большое количество работ, поэтому остано-

вимся лишь на некоторых принципиальных моментах проектирования

этих схем.

Множительно-делительные устройства классифицируются по струк-

туре—замкнутые (с контуром обратной

связи) и

открытые (или парамет-

рические); по принципу действия—прямые, косвенные

комбинирован-

ные; по возможности работы с входными сигналами различной полярно-

сти и т. п. К схемам прямого действия относятся устройства, выполняю-

щие множительно-делительные операции без промежуточных математи-

ческих преобразований. В схемах косвенного действия используются

промежуточные математические операции, например логарифмическое

преобразование входных сигналов. Таким образом, у разработчика име-

ется достаточно большой выбор схем решения этого узла устройства об-

работки исходя из заданного динамического диапазона изменений вход-

ных сигналов, диапазона изменений выходного параметра, точности вы-

числений этого параметра и др.

Ряд типовых функциональных зависимостей может

быть

воспроизве-

ден с помощью аналоговых перемножителей напряжений. На практике

используются две основные схемы перемножителей: на основе логариф-

мических усилителей с последующим сложением или вычитанием и по-

тенцированием (перемножители косвенного действия) и на параллель-

но-симметричных транзисторных каскадах.

Перемножители на логарифмических усилителях часто используют

экспоненциальную зависимость тока

через открытыйр-и-переход полу-

проводникового диода от напряжения U на этом переходе. При напряже-

нии на переходе U »26 мВ справедливо соотношение

U = (l/p)ln(I/I

), (9.34)

где р = q/(mkT); I

— теоретический обратный ток /?-и-перехода; ш =

1 -=-

2—поправочный коэффициент, зависящий от типа диода

величи-

ны тока через него; q — заряд электрона (1,6

• 10~

Кл); к — постоянная

Больцмана (к = 1,38

•

10"

Дж/К); Т — абсолютная температура; величи-

на 1/р при Т = 300 К и m =

равна примерно 26 мВ.

Приведенная зависимость для диодов соблюдается достаточно точно

в диапазоне изменения тока на одну-две декады. В области малых токов

она искажается за счет изменения коэффициента т; при больших токах

сказывается падение напряжения на объемных сопротивлениях электро-

дов диода. В диодных схемах имеются значительные температурные за-

висимости. Большая точность достигается за счет применения специаль-

287

б)

Рис. 9.59. Типовые схемы умножителей напряжения

ных транзисторов (трансдиодов), у которых величина ш =

и не зависит

от тока.

На

рис.

9.59, а показана схема перемножителя с применением транзи-

сторов. В этом перемножителе выходное напряжение логарифмирующе-

го каскада Umjxi определяется разностью базоэмиттерных напряжений

транзисторов VTi и VT

. При этом коллекторные токи транзисторов под-

держиваются усилителями Ai и А

на уровнях соответственно U|/R| и

. Все транзисторы входят

одну микросхему, что позволяет считать

их параметры почти одинаковыми. Для U

BbIx

i с использованием уравне-

ния (9.34) можно записать:

вых)

= и

бэ2

- и

6э1

= (1 /p)ln(U

/(I

)) - (l/p)ln(U,/(I

R,)),

а для перехода транзистора VT3:

3 = (l/n)ln(U

/(№j)).

На эмиттер транзистора VT

подается разность напряжений U

BUX

i и

6э

з- Учитывая, что база VT4 заземлена, можно записать:

288

бЭ

4 = -(U

,xi - и

6э3

) = (l/p)ln((U

)/(U

)).

Коллекторный ток транзистора VT4 определяется формулой

К4

= IE

^ = (U,U

)/(U

R3).

В итоге получим

и„ых - Ik4

—

^ U,U, R

R,R

Если все транзисторы находятся в одинаковых температурных усло-

виях, то изменение температуры окружающей среды не будет влиять на

работу схемы.

Устройство работает при условии, что Ui, U

, U

> 0. Резисторы

R6 повышают устойчивость работы схемы. Погрешность работы устрой-

ства после подстройки смещений и масштабного коэффициента может

составить 0,1—0,5 % при изменении входных сигналов в диапазоне

0-+Ю В.

Перемножители на параллельно симметричных транзисторах также

используют экспотенциальную зависимость тока коллектора от его ба-

зоэмиттерного напряжения. Подробно принципы их работы рассмотрены

в [16] на примере построения типового умножителя на микросхеме

К525ПС1.

Разберем подробнее работу схемы более удобного умножителя

К525ПС2, представляющего собой функционально законченное устрой-

ство (рис. 9.59, б). Этот умножитель имеет три сигнальных входа X,

У,

Z и

три входа для регулировки смещений Х

сн

, У

см

, Выходной сигнал сни-

мается со встроенного операционного усилителя. Регулировку масштаба

можно производить с помощью делителя, установленного, например, на

входе

У,

как показано на рисунке. На схеме

рис.

9.59, б выход соединен со

входом Z. При таком включении реализуется операция перемножения по

формуле U

Bblx

= U | U

/10.

Другие виды возможных функциональных зависимостей между сиг-

налами осуществляются иными внешними соединениями (см., например,

рис. 9.60); для простоты резисторы смещения не показаны. Входные сиг-

налы перемножителя К525ПС2 могут изменяться в пределах ±10,5 В, по-

грешность умножения не более 1%.

В схемах перемножителей находят применение также микросхемы

К140MA

К572ПА1 и другие, с помощью которых можно обеспечить по-

грешность 1-^3% при входных сигналах ±10 В [16]. Ряд полезных для

900

10 Электрофизиологическая и фотометрическая '

медицинская технология

вых

= ^J-IOB U

BbIX

= Vu

10B и,

Рис. 9.60. Варианты включения умножителя типа К325ПС2

практики схем может быть получен на базе формирователей широт-

но-импульсных и частотно-импульсных сигналов.

Для построения делительных схем также известен ряд принципов и

схемных решений. Делительные схемы не измеряют отношение сигна-

лов, а лишь преобразуют это отношение в напряжение, ток, частоту или

код. При изменении входных сигналов в определенных пределах делите-

льные схемы должны поддерживать выходной параметр у = xi/x

— по-

стоянным.

Диапазон изменения входного сигнала делителя определяет динами-

ческий диапазон работы делительной схемы, который в децибелах выра-

жается так:

= 201g (X

2>m

ax/X2,min) ,

при этом статическая погрешность деления не превышает заданной вели-

чины.

Диапазон измеряемых отношений также можно выразить в децибе-

лах:

= 201g

(Гщах/Гтт) »

где г

тах

j„—максимальное

минимальное значения отношения сигна-

лов: Г

ТАХ

= XI

>MAX

/X2,inin И Г

;

IN/X

2>MAX

, a XI

, Х^ТАХ» X

2>M

, Х2,ЩАХ МИ-

нимальные и максимальные значения делимого и делителя соответствен-

но.

Делительные схемы характеризуются также частотным диапазоном,

быстродействием, чувствительностью по Обоим каналам, а также по-

грешностями деления.

Наиболее простой делительной схемой является схема косвенного

действия на логарифмических усилителях (ЛУ) (рис. 9.61, а), в которой

используется соотношение

290

Х|0—, ЛУ,

—' ЛУ

I—I

б)

Х,0

20 Гол"

Х,0—

ГПН

АД

Х,0—

ГПН

АД

0—.

пнч

Рис. 9.61. Варианты построения схем делителей напряжения

10ga(Xi/x

) =

lOgaXi

- 10gaX

где а — основание логарифма.

Инвертор

И и

сумматор

в схеме на рис. 9.61, а позволяют вычислить

значение отношения логарифмов, однако для получения величины отно-

шения необходим еще блок потенцирования

П.

Практические схемы это-

го вида различаются в основном видом логарифмического преобразова-

ния, от которого в значительной мере зависят точность, динамический

диапазон и сложность схем. Для их реализации используют логарифми-

рующие усилители, функциональные преобразователи с кусочно-линей-

ной аппроксимацией логарифмической функции, операционные усилите-

ли с нелинейной экспоненциальной обратной связью и др.

К этому же виду делительных схем относится

схема с функциональ-

ным преобразованием сигнала канала делителя в обратную величину

(ОП-обратный преобразователь) с последующим перемножением (П-пе-

ремножитель) с сигналом канала делимого (рис. 9.61, б). Варианты схем

деления этого типа отличаются способами преобразования сигнала дели-

теля в обратную величину. Один из распространенных вариантов — ис-

пользование времяимпульсного преобразования. Например, сигнал дели-

мого управляет наклоном пилообразного напряжения генератора ГПН, а

сигнал делителя задает частоту на выходе преобразователя напряже-

ние — частота (ПНЧ) (рис. 9.61, в). Если период импульсов, управляю-

щих частотой повторения ГПН, обратно пропорционален величине х

, то

выходное напряжение, снимаемое

амплитудного детектора АД, равно

у = С(х,/х

Рассмотренная делительная схема с времяимпульсным преобразова-

нием далеко не единственная, нашедшая применение в практике проекти-

рования медицинской техники. Широкое распространение схемы такого

типа получили при разработке фотометрической аппаратуры, когда для

вычисления фотометрических параметров требуется определение отно-

10* 291

шения амплитуд двух и более сигна-

лов'. Схема на рис. 9.62 иллюстриру-

ет принцип построения подобных

устройств.

Схема включает генератор пи-

лообразного напряжения ГПН, ско-

рость изменения напряжения на вы-

ходе которого регулируется сигна-

лом делителя U2. Генератор такто-

вых импульсов ГТИ определяет частоту работы ГПН. Этот же генератор в

начале цикла измерения устанавливает триггер Тр в состояние «1». Сиг-

нал с ГПН поступает на схему сравнения СС, где

он

сравнивается с сигна-

лом делимого Ui (рис. 9.62). В момент

t„

оба сигнала равны. Этот момент

фиксируется выходным импульсом схемы сравнения, который переводит

триггер опять в состояние «О». Легко убедиться, что при идеальных схе-

мах ГПИ

и СС

длительность импульса на выходе Тр пропорциональна от-

ношению сигналов; остается только получить цифровой эквивалент его

значения. Реально добиться высокого качества этих схем не удается, поэ-

тому практические схемы более сложные.

Параметры схем этого типа в основном определяются параметрами

функциональных преобразователей сигналов делимого и делителя.

Среди делительных схем прямого действия выделяют открытые (или

параметрические) и замкнутые схемы. В схемах первого типа обратные

связи отсутствуют и деление происходит либо за счет функционального

преобразования нелинейным элементом, либо при использовании раз-

личных физических явлений — эффекта Холла, явления электромагнит-

ной индукции, гиперболических характеристик некоторых полупровод-

никовых элементов. Такие устройства характеризуются погрешностью

порядка нескольких процентов и узким динамическим диапазоном. В

замкнутых схемах используются глубокие отрицательные обратные свя-

зи, что приводит к усложнению делительных схем, но позволяет полу-

чить высокие эксплуатационные характеристики (рис. 9.63). Широкий

динамический диапазон (до 50 и более дБ) и высокая точность (порядка

десятых долей процента) способствовали их широкому распростране-

нию.

Принцип действия этих схем заключается в том, что коэффициент пе-

редачи прямой цепи К при помощи схемы автоматической регулировки

усиления АРУ устанавливается обратно пропорциональным одной из

292

Рис. 9.62. Схема делителя

фотометрических сигналов

а) б)

Рис. 9.63. Делительные схемы с глубокими отрицательными обратными связями

входных величин: К = С

/х

, где

— постоянный коэффициент преобра-

зования сигнала х

. При подаче второго сигнала

на вход прямой цепи

выходная величина будет определяться как

у = C

xi/x

Для схемы на рис. 9.63, а получим

k(U

) = ko-S(Up)U

, (9.35)

где S(U

) = dk(U

)/dU

— крутизна управления коэффициентом переда-

чи, ко — начальный коэффициент передачи.

В частном случае при

ко

= 0 и S(U

) =

цепь

управляемым коэффи-

циентом передачи представляет собой идеальную множительную схему

(МС). Так как U' = k(U

, a AU = U' - Ui приближается к нулю при

большом коэффициенте усиления цепи обратной связи (УОС), то

k(U

) = Ui/U

. Нетрудно показать также, что U

= (l/So)(Ui/U

), то есть

при использовании идеальной множительной схемы можно получить

значение частного в аналоговой форме. Такое представление результата

деления не получило широкого распространения, так как для этой схемы

требуется обеспечение высокой точности и широкого динамического

диапазона множительной схемы.

схеме на

рис.

9.63, б процесс деления осуществляется более просто,

без особых требований к управляющим элементам. В этой схеме исполь-

зованы два элемента с управляемым коэффициентом передачи (MCi и

МС

). Для канала передачи сигнала U

можно записать:

U' = k,(U

и AU = U' - U

—>

0 .

293

Тогда

= k

[ki(u

)U2 - и

(9.36)

где

кос

— коэффициент усиления усилителя обратной связи УОС; ki(U

)

— коэффициент передачи первого управляемого элемента MCi.

Подставив значение k](U

) из (9.35) в (9.36) и решив уравнение отно-

сительно U

, имеем

U -M^-Uo)

l+k

•

Так как одно

то же управляющее напряжение подано на оба элемен-

та с переменным коэффициентом передачи, то выходное напряжение со

второго элемента МС

U3 равно.

Ыз =U,[ko

-S

] .

Подставляя в это выражение значение Up, получим

U3 =

; {ког - ke

+ 1 + ko^SKUp)^ - S

)ko,]}.

При соблюдении условий: kocSi(U

» 1; kocS

(Up)Uo»ko

;

S[(Up)ko

Upkoi

= CU,/U

, где С—постоянный коэффициент пре-

образования. Первые два условия выполняются путем увеличения коэф-

фициента усиления усилителя обратной связи и величины опорного на-

пряжения U

. Последнее условие означает требование идентичности ха-

рактеристик управляемых элементов, выполнение которого затруднено.

Поэтому нашли применение схемы с одним управляемым элементом, на

который сигналы Ui и U

поступают последовательно за счет их времен-

ного разделения с помощью коммутатора, установленного на входе схе-

мы. Схемы с временным разделением сигналов делимого и делителя без

труда обеспечивают динамический диапазон до

40 дБ,

обладают широкой

полосой пропускания (до нескольких мГц), после соответствующей на-

стройки имеют погрешность порядка

%, но отличаются сниженным бы-

стродействием.

294

9.3.4. Способы повышения отношений сигнал/шум

с помощью схем с нелинейной вольт-амперной

характеристикой

Когда амплитуда полезного сигнала существенно превышает ампли-

туду

шума,

выделение полезного сигнала легко решается с использовани-

ем пороговых элементов различного типа, например с использованием

триггеров Шмидта. Однако в задачах, где полезный сигнал незначитель-

но превышает уровень шумов (например, шумы усилителя, электродов и

т. д.), выделение и точное удержание порога, разделяющего сигнал от

шума, весьма затруднительно, а в ряде случаев и невозможно.

Если форма сигнала не имеет существенного значения (например, в

задачах определения частоты пульса, частоты сердечных сокращений,

определения импульсной активности), ауровень сигнала

по

крайней мере

не ниже уровня шумов, то задача отделения низкоамплитудного сигнала

от шума может быть решена путем использования нелинейных функцио-

нальных элементов (НФЭ) с такими вольт-амперными характеристиками,

когда полезный сигнал усиливается значительно больше, чем шум. В [48]

для этих

целей

рекомендуется использование

НФЭ с

квадратичной харак-

теристикой типа и

вых

= U

. Это позволяет сильнее усиливать более высо-

коамплитудные сигналы, например если среднее значение шума 2 мкВ, а

сигнала 5мкВ (разница ЗмкВ), то соответствующие выходные сигналы

будут иметь амплитуду 4 мкВ и 25 мкВ (разность

мкВ ). Очевидно, что

еще большую разность даст кубическая зависимость и т. д.

Получение искомых вольт-амперных характеристик можно обеспе-

чить как специальными функциональными преобразователями (включая

применение схем умножителей), так

и на

основе простейших нелинейных

элементов, например диодов. В качестве нелинейного элемента рекомен-

дуется использовать диоды типа КД102, имеющие зоны нечувствитель-

ности (при входном напряжении 200 мВ)

квадратичные характеристики

при

> 200 мВ (рис. 9.64, а). На рис. 9.64, б представлена блок-схема

устройства амплитудно-селективного усиления импульсных сигналов

нейронной активности. Такая схема по данным из [15] позволяет при со-

ответствующей настройке выделять сигналы с разностью между ампли-

тудами сигнала

шума в 3—5 мкВ. Дальнейшая обработка обычно не вы-

зывает затруднений. Если форма сигнала не имеет значений, то после

усилителя А

МОЖНО поставить триггер Шмидта. Когда требуется сохра-

нить форму импульса на уровне выше «шумовых», можно использовать

пороговый элемент, который будет управлять аналоговым ключом. Ключ

пропускает на выход только амплитуды сигнала, превышающие порого-

вый уровень (после усилителя А

). Далее этот «чистый» сигнал может

295

а) б)

Рис. 9.64. Схема повышения соотношения сигнал/шум

быть усилен и подвергнут функциональному преобразованию с извлече-

нием квадратного корня из амплитуды сигнала.

При использовании ПЭВМ для обработки можно использовать весь

выходной сигнал с ОУ А2, программным путем выделить полезные сиг-

налы, анализируя их амплитуду, и выделять искомые полуволны с после-

дующим преобразованием сигнала путем извлечения квадратного корня

из его амплитуды, выполняя операцию, обратную по отношению к пер-

вичному преобразованию сигнала.

9.4. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ

При рассмотрении различных схем вычисления математических опе-

раций над информационными сигналами обращалось внимание на необ-

ходимость иметь устройства для функциональных преобразований пара-

метров этих сигналов. Такие устройства позволяют сохранить значение

одного из сигналов до момента получения других (например, при расчете

сложных медицинских показателей), выделить максимальное (минима-

льное) значение входного сигнала или пересчитать значения сигнала

со-

ответствии с некоторой функциональной зависимостью (например, при

разработке множительно-делительных

схем).

Ниже рассмотрены вариан-

ты таких устройств.

9.4.1. Устройства выборки-хранения

Устройства выборки-хранения (УВХ) используются

для

запоминания

уровней входного сигнала при последующей их обработке. В качестве за-

поминающего элемента такого аналогового элемента памяти обычно ис-

пользуется конденсатор. В работе УВХ можно выявить два этапа:

296

— этап выборки (слежения, за-

писи, запоминания), который харак-

теризуется тем, что выходной сиг-

нал после команды выборки с боль-

шой скоростью достигает величины

входного и далее повторяет (отсле-

живает) его, пока не наступает мо-

мент начала хранения;

— этап хранения, который за-

ключается в том, что на выходе

УВХ сохраняется напряжение, вы-

бранное на первом этапе,

до

тех пор,

пока не закончится этот этап.

Основные варианты УВХ стро-

ятся по типу схем с буферным уси-

лителем (рис. 9.65, а) или путем

включения запоминающего конден-

сатора в цепь обратной связи

(рис. 9.65, б). Время хранения t

определяется допустимой величи-

ной относительной погрешности

хранения:

Sxp

= |Uc(o)-U

)|/U

(o),

б)

А2>

J, т

в)

Рис. 9.65. Основные варианты схем

реализации УВХ

напряжение

на

конденсаторе

где U

(o) — напряжение на конден-

саторе в начале периода хранения; U

в конце периода хранения (разряд за счет неидеальности используемых

элементов схем).

При построении УВХ по схеме рис. 9.65, а время хранения можно

определить как

(9.37)

= 5

C/[l/R

где I

уг

ут

= 10

,-9

ток утечки запертого ключа (для МОП-транзистора

~'°А);

Гвхсф!IГвхдКоссф

— входное сопротивление повто-

рителя на

ОУ;

вхл

—входное дифференциальное сопротивление

ОУ;

г^сф—

входное синфазное сопротивление

ОУ;

К^ — коэффициент ослабления

синфазного входного сигнала, выраженный

относительных единицах.

Работа УВХ, собранного по схеме рис. 9.65, б, аналогична работе ин-

тегратора, а время хранения может быть определено как

= 6

(o)/(i

+ I

(9.38)

297