Попечителев Е.П. Кореневский Н.А. Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская техника: Теория и проектирование

Подождите немного. Документ загружается.

Расчет элементов УВХ по схеме рис. 9.65, а предлагается произво-

дить по следующей методике [49]:

— по формуле

Яд

= 2U

CMax

-Ro рассчитывается сопротивление

Кдоб,

— приняв сопротивление R

= 20 кОм, рассчитывается величина

Ri = R

/(K—1), где К — коэффициент усиления ОУ;

— исходя из формулы (9.37) определяется величина емкости:

О ~ ^ХРП/ОЮССФУГВХДКОССФ) + (С + Iyr)AJc(o)]/8

;

— определяется минимальное время хранения, необходимое для за-

писи информации (длительность отрицательного управляющего импуль-

са на затворе транзистора): t~ =

(3 -=-

5)(R

fl0

Ro)C.

Схема расчета УВХ по схеме на рис. 9.65, б иная:

— приняв R

= 20 КОМ, рассчитывается RI = R

/K;

— находится напряжение, до которого заряжается конденсатор в ре-

жиме хранения: U

(o) = U

— в соответствии с формулой (9.38)'рассчитывается величина емко-

сти: С = t

(i;

+ i

r)/(t

(0));

— определяется минимальное время, необходимое для записи ин-

формации: t„ = (3r 5)R|C.

Для исключения влияния внутреннего сопротивления источника

сигнала на работу УВХ целесообразно подключить входной каскад на

ОУ, охваченный общим контуром отрицательной обратной связи

(рис. 9.65, в).

Переключение режима работы УВХ осуществляется ключом К по

сигналу управления U

. На этапе выборки ключ

К замкнут,

и конденсатор

заряжается от источника входного сигнала

Напряжение на конденса-

торе изменяется в соответствии с выражением

(t) =

+ (U

) -

)

е'"",

где U

)—напряжение на конденсаторе к моменту начала нового цикла

выборки (концу цикла хранения); т

= C(R„

)

— постоянная времени

заряда конденсатора;

R„

— сопротивление источника сигнала; R

— со-

противление замкнутого ключа.

В момент окончания режима выборки t

напряжение на конденсаторе

на некоторую величину может не достигать значения U

и будет равно

). Тогда относительная погрешность выборки будет определяться

выражением

- U

)]/U

)/U

]

е-

/Тз

258 298

Из

последнего выражения легко определяется необходимое время вы-

борки

t„,

чтобы ошибка выборки не превышала заданной величины:

ln[(l-U(t

)/U

)/8

] .

В режиме хранения ключ К разомкнут, и конденсатор медленно раз-

ряжается через входное сопротивление буферного каскада R

, выполнен-

ного на повторителе А

с высоким входным сопротивлением, через со-

противление разомкнутого ключа R

сопротивление утечки самого кон-

денсатора R

Учитывая уравнение для разряда конденсатора, можно записать, что

для некоторого момента времени хранения t'

напряжение на конденса-

торе определяется как

(t'

) = U

(

)e-

где t

= C(R

+ R

Уменьшение напряжения на конденсаторе памяти за счет разряда

приводит к ошибке хранения. Относительная погрешность хранения мо-

жет быть определена с помощью выражения

хр

= [U

) - U

(t'

)]/U

) = 1- ,

откуда•

хр

1п(1

- 6

) - 1.

На точность работы рассмотренных схем влияет

ряд параметров:

токи

утечки ключей, входные токи ОУ, паразитные емкости

сопротивления и

др. Чтобы уменьшить влияние этих погрешностей прибегают к специаль-

ным схемным решениям, например строят УВХ с компенсацией. Эти

УВХ используются при обработке медленно меняющихся сигналов, ха-

рактеризующих процессы жизнедеятельности с большой постоянной

времени (время хранения до десятков минут) [50]. Структурная схема та-

кого УВХ приведена на рис. 9.66, а. Здесь К — ключ, С — конденсатор

памяти, БК—буферный каскад, ИН—интегратор, АС—аналоговый сум-

матор. На рис. 9.66, б показана временная диаграмма работы этого УВХ.

В момент окончания времени выборки

на конденсаторе устанавливает-

ся напряжение U

(t„) в соответствии с выражением

Uc(t) = и

вх

+ (U

p)-U

) е-"

' .

В момент выборки сигналом U

на выходе интегратора поддержива-

ется нулевой потенциал. С момента начала режима хранения напряжение

на конденсаторе начинает изменяться согласно выражению

(t'

) = U

)e-

- .

Рис. 9.66. Схема УВК с компенсацией

Если коэффициент передачи БК (например, повторитель) равен еди-

нице, то напряжение U

(t'

) поступает на вход и аналогового сумматора,и

интегратора. После интегрирования последнего выражения для выхода

интегратора получим

= [U

)txp/T

J[l-e~

/Txp

где Т„ — постоянная времени интегратора, если выполнить условие

хр

= Т

и принять весовые коэффициенты сумматора равными единице,

то на его выходе сформируется сигнал

1Лых

= U

Следовательно, за счет суммирования двух экспоненциальных напря-

жений производится компенсация погрешности, возникающей в режиме

хранения.

9.4.2. Амплитудные детекторы

Второй тип аналоговых элементов памяти составляют пиковые или

амплитудные детекторы, которые выполняют функции, близкие к УВХ.

Эти устройства предназначены для запоминания экстремальных значе-

ний входного сигнала. Они также работают в режимах выборки и хране-

ния, но режим определяется входным сигналом. При возрастании входно-

го сигнала пиковый детектор работает в режиме выборки, а при уменьше-

нии — в режиме хранения и запоминает предыдущее максимальное зна-

чение входного сигнала. Режим хранения продолжается до прихода

сигнала, превышающего запомненный, или до прихода сигнала сброса.

Реализуются пиковые детекторы путем замены ключа

схемах УВХ дио-

дом; в режиме выборки диод открыт, а

режиме хранения—закрыт.

На рис. 9.67,а приведен один из вариантов схемы амплитудного де-

тектора. При увеличении

диод

Д)

открыт, а

Дг закрыт.

Конденсатор С,

подключенный к выходу ОУ, заряжается. При уменьшении U

диод Д]

300

Рис. 9.67. Варианты схем амплитудных детекторов

запирается более высоким потенциалом, накопленным на конденсаторе,

и схема переходит в режим хранения накопленного напряжения. Диод Дг

фиксирует выходные отрицательные напряжения ОУ на одном уровне,

что уменьшает время перехода из режима хранения в режим слежения за

входным сигналом. Перед новым циклом детектирования конденсатор

разряжается путем замыкания транзисторного ключа

по

сигналу «сброс».

Погрешности амплитудных детекторов определяются погрешностью

выборки (заряда, подзаряда) и разрядом запоминающего конденсатора.

Конденсатор разряжается за счет токов утечки диода, транзистора цепи

сброса, самого конденсатора, а также за счет входного тока ОУ. Методи-

ки расчетов схем с емкостными элементами памяти рассмотрены в целом

ряде работ, посвященных расчетам электронных узлов на основе ОУ с ча-

стотно-зависимыми обратными связями (см., например, [16, 43, 50]);

можно воспользоваться материалом соответствующих разделов данного

издания (см. разделы, посвященные расчетам интеграторов и устройств

выборки-хранения).

На рис. 9.67, б приведена схема двустороннего амплитудного детек-

тора для обработки положительного и отрицательного напряжений [43].

Детектор положительного сигнала выполнен на усилителе Аг, диодах Дь

Дг и емкости С]. Усилители Ai,

реализуют инвертирующий амплитуд-

ный детектор отрицательного сигнала. Выход детектора положительного

сигнала обеспечивает опорное напряжение для детектора отрицательного

сигнала, поэтому А

суммирует напряжение положительного детектора с

выходным напряжением детектора отрицательного сигнала. Делитель из

резисторов Ri служит для согласования опорных потенциалов обеих де-

текторов. Эта схема обладает довольно высокой точностью работы, по-

скольку наличие двух емкостей обеспечивает частичную компенсацию

влияния входных токов A3. Кроме

того,

выбором величин емкостей мож-

но скомпенсировать влияние входных токов Ai и Аг на разряд конденса-

тораСь При равенстве входных токов всех трех ОУ условие компенсации

301

определяется соотношением Ci = ЗС

. Погрешность двустороннего де-

тектора определяется суммой погрешностей обоих детекторов. Быстро-

действие ограничивается длительностью заряда конденсаторов

С]

и С

9.4.3. Функциональные преобразователи на основе

диодных сборок

К простейшим диодным функциональным преобразователям относят

обычно выпрямительные схемы. На рис 9.68, а приведена классическая

схема однополупериодного выпрямителя и его вольт-амперная характе-

ристика. Для этой схемы характерно то, что из-за наличия нелинейного

начального участка на его вольт-амперной характеристике выходное на-

пряжение на нагрузке появится только при

OTn

где

— амплиту-

да входного напряжения (например, синусоидального); U

OTn

— напряже-

ние отпирания диода. Поэтому становится невозможным выпрямление

малых сигналов.

В случае, когда решается задача преобразования и усиления малых

входных сигналов в сигнал постоянного тока, используют схемы на ОУ,

например, такие, как это показано на рис..9.68, б. При положительном

входном напряжении

диод

Д1

открыт

и,

пока

ОУ

работает в линей-

ном режиме, его выходное напряжение U] равно напряжению на откры-

том диоде, следовательно, на инвертирующем входе ОУ напряжение бу-

дет равно U„=Ui/K = U

0Tn

/K. Это напряжение передается на выход выпря-

мителя через резисторный делитель R

, R

^ВЫХ — "

K(R

)

i 0

При отрицательном напряжении сигнала открыт диод Дд и напряже-

ние на выходе определяется выражением

П ~

Я"Н

^вых —

К,

«-f^U^KU.

к.

где

ДИ1)

Гд„ф—соответственно динамическое

дифференциальное сопро-

тивление диода Гд

„«

Гд

фт/1

а ф

— температурный потенциал.

Амплитудные выпрямители предназначены для формирования по-

стоянного выходного напряжения, пропорционального амплитуде вход-

ного переменного или импульсного напряжения. На

рис.

9.68, в показана

схема простейшего амплитудного выпрямителя. При

> 0 конденсатор

С заряжается до амплитуды входного сигнала выходным током ОУ, про-

ходящим через открытый диод. При этом неравнбе нулю падение напря-

302

let

0—К}

и* К

и»

и ~ и* и„

уд,

а)

б)

и»

в) г)

Рис. 9.68. Типовые схемы амплитудных выпрямителей

и»

[

жеиия

на открытом диоде не будет приводить к погрешности, так как

диод включен в прямую цепь замкнутого контура. Когда напряжение U

примет значение меньше, чем амплитудное (максимальное), то за счет

того, что на неинвертирующем входе ОУ напряжение станет меньше, чем

на инвертирующем входе, напряжение на выходе ОУ станет отрицатель-

ным и диод закроется. В дальнейшем диод будет закрыт до тех пор, пока

входное напряжение не превысит напряжения запомненного на конден-

саторе С. Резисторы R] и R

в этой схеме не обязательны. Резистор RI

ограничивает ток разряда конденсатора через входную цепь ОУ при вы-

ключении напряжения питания. Резистор R

ограничивает выходной ток

ОУ при заряде конденсатора и способствует повышению устойчивости

цепи. Последующие устройства должны иметь высокое входное сопро-

тивление. В реальных условиях емкость разряжается через сопротивле-

ние нагрузки R„,H коэффициент пульсаций можно ориентировочно оце-

нить формулой l/(2pfCR„), где f — частота входного сигнала. Амплитуд-

ный выпрямитель, схема которого приведена

на рис.

9.68, г, имеет низкое

выходное сопротивление благодаря повторителю

Цепочка

Rj иск-

лючает перегрузку усилителя по входу при отрицательном входном сиг-

нале, а цепочка D3, R

препятствует разряду конденсатора обратным то-

ком диода Д|. Резистор R

обеспечивает эквипотенциальность зажимов

диода Д) при отрицательном входном сигнале.

В [17] приводится схема двухполупериодного выпрямителя сигналов

малого уровня, использующегося для преобразования электрокардиосиг-

нала небольшой амплитуды (до 250 мВ) любой полярности в сигнал од-

303

Рис. 9.69. Двухполуперродный выпрямитель

ной полярности (рис. 9.69, а). Эта схема используется в кардиомониторах

в качестве входной части устройства для выделителя R-зубца, построен-

ного на компараторе

(рис.

9.69, б). Порог срабатывании выпрямителя, со-

бранного по схеме рис. 9.69, а, может быть менее

мВ. На первом усили-

теле производится однополупериодное выпрямление и усиление в

раз

входного сигнала без изменения его фазы. Вторым усилителем проводит-

ся суммирование положительных полуволн выпрямленного сигнала и

входного сигнала, в результате чего на выходе формируется сигнал толь-

ко отрицательной полярности. Компаратор (рис. 9.69, б) обеспечивает

сравнение отрицательного сигнала, снимаемого с двухполупериодного

выпрямителя, с установленным порогом. В момент сравнения на выходе

компаратора формируется импульс амплитудой + U

max

длительностью,

равной времени превышения входного сигнала порогового напряжения

, к°

то

ое

может регулироваться переменным резистором.

Для реализации типовых нелинейных зависимостей выходного на-

пряжения от входного используют специализированные нелинейные

функциональные преобразователи различных типов и назначений.

304

Работу схемы с потенциально заземленными диодами рассмотрим на

примере схемы, представленной на рис. 9.70, а.

В исходном состоянии при нулевом сигнале диод

Д1

закрыт неболь-

шим отрицательным напряжением еь равным падению напряжения на

открытом диоде Д

. При увеличении входного напряжения напряжение в

точке ei изменяется в соответствии с выражением

Е„

, = г --

+r„ R,+r

При ei = 0 диод Д] открывается, тогда

Е_ Е„

•г =-

2 +

„ "

+Г

д "

где Е„ — напряжение переключения (излома).

Пренебрегая малой величиной Гд, получим

(Rj/ROEon

При дальнейшем увеличении U

выходное напряжение меняется по

линейному закону.

Если

схеме выполняется соотношение R|R

(R|

относите-

льная погрешность такого диодного элемента может

быть

определена как

"' 5U.

—^-5U

—bk_8R

lmax

lLax

max

На практике эта погрешность находится в пределах 0,1 %.

На

рис.

9.70, б, в, г показаны схемы, реализующие нелинейные харак-

теристики

трех остальных квадрантах. Потенциально заземленные дио-

ды могут включаться и в цепи обратной связи, при этом они будут рабо-

тать на запирание. Пример такой схемы приведен на рис. 9.70, д. При ну-

левом входном напряжении все диоды

Д1 Д„ открыты.

Общее сопротив-

ление обратной связи определяется параллельно включенными сопротив-

лениями R

...R

. По мере увеличения

диоды поочередно закрываются,

сопротивление обратной связи начинает увеличиваться, что в свою оче-

редь будет увеличивать коэффициент передачи усилителя

обеспечивать

реализацию кусочно-линейной зависимости выходного напряжения от

входного. Крутизна каждого из участков будет определяться соответст-

вующими резисторами-делителями.

Пример схемы с диодами, работающими

по

типу ограничителей, при-

веден на

рис.

9.71, а. В исходном состоянии

диод открыт. Напря-

жение на выходе изменяется по закону

BbIX

= - (Ro/Ri)U

. При входном

305

Рис. 9.70. Варианты схем реализаций типовых нелинейных зависимостей (а — г)

и схема реализации кусочно-линейной зависимости с потенциально заземленными

диодами обратной связи (д)

—И-гС

Ан-с

'+Е„,

и,

-И-к

Л.

напряжении

= Е

= [E

/(Ri

+ R

)]Ro диод Д запирается, отклю-

чая

от усилителя.

Здесь диод ра-

ботает на запирание.

В другом варианте схемы

(рис. 9.71, б) диод Д работает на от-

пирание. Здесь при

= 0 диод за-

крыт положительным Ео

. До от-

крытия диода и

вЬ1Х

= -U

(Ro/(Ri +

+ R

)). Как только напряжение на

аноде

диода,

определяемое выраже-

нием ei = (U

/(Ri + R

))R

, станет

равным Е

оп

, диод откроется и за-

фиксирует в точке делителя потен-

циал Е

оп

, не зависящий от дальней-

шего нарастания U

. При этом

вых

-E

(Ro/R

В практике использования ана-

логовых функциональных преобразователей к схемам типовых нелиней-

ностей относят обычно схемы, воспроизводящие ограничение координат

по модулю (характеристика ограничения), характеристики зоны нечувст-

вительности, вычисление модуля и т.д. [43].

• На рис. 9.72, а показана схема, воспроизводящая характеристики

ограничения. При нулевом входном напряжении диоды Д! и Дг закрыты

д)

Продолжение рис. 9.70, д

тг

от

+Е.

и.,

а)

d 5\Т и,

R, ^ R,

R, + R.

и.

и„,

Ro /

RI+R

U.,

Е Ro

Рис. 9.71. Односторонние диодные ограничители

307

Е„

\J и

Рис. 9.72. Реализация схемы двустороннего ограничения (а) и заданной

кусочно-линейной зависимости (6)

небольшими напряжениями открытых диодов Дз и Д4. При увеличении

входного напряжения напряжение на выходе меняется по линейному за-

кону

Bblx

= -U

Ro/R. Через диод Дз протекает разность токов i = ii - i

При i = 0 диод Дз закроется и на диоде установится напряжение

= (E/R

/(R,+R

)

и.

R,+R

;

-R,.

Переключение диода Дз осуществляется, когда

= Е

при U

= 0.

При дальнейшем увеличении U

коэффициент усиления резко падает

из-за уменьшения сопротивления обратной связи за счет параллельного

включения Ro и R

и рост выходного сигнала ограничивается.

308

При этом величину Е„ можно определить из последней формулы по

условию

Цд

= 0

= Eo

roR

/(R„R,).

Остаточный угол

определяется отношением

/R. Чтобы

уменьшить

этот угол, нужно, чтобы R » R

Схему, воспроизводящую зону нечувствительности, можно полу-

чить, поставив диодную сборку на входе

ОУ.

Другие схемы воспроизве-

дения типовых нелинейностей можно найти в соответствующей литера-

туре.

С помощью рассмотренных звеньев можно реализовать различные

функциональные зависимости. Рассмотрим методы реализации таких

схем. Пусть требуется реализовать кривую ОАВС, показанную на

рис. 9.72, б. Поставим эту кривую

виде трех

лучей

1,2 и З.Тогда кривая

ОАВС может быть получена на операционных усилителях, а отдельные

лучи можно получить схемами типа изображенных на рис. 9.70, рассчи-

тав соответствующие коэффициенты передачи и напряжения переклю-

чения диодов. Подробнее методика построения и расчета универсаль-

ных нелинейных функциональных преобразователей изложена, напри-

мер, в [43].

9.5. ГЕНЕРАТОРЫ СИГНАЛОВ СПЕЦИАЛЬНОЙ

ФОРМЫ

9.5.1. Генераторы синусоидальных колебаний

Генераторы гармонических колебаний преобразуют энергию источ-

ника постоянного тока (источника питания)

энергию колебаний синусо-

идальной формы. Основными элементами генераторов являются резисто-

ры, конденсаторы и активные элементы для частоты до сотен килогерц.

Для более высоких частот применяют катушки индуктивности. Актив-

ный элемент в генераторах принципиально необходим для восполнения

потерь энергии в пассивной цепи, которая чаще всего имеет второй поря-

док. Обычно генератор гармонических колебаний описывается характе-

ристическим уравнением

+ аф +

ао

= 0.

Необходимое условие существования автоколебаний требует выпол-

нения неравенства < 0, а частота автоколебаний определяется выраже-

нием

= J а

/ а

. Колебания будут устойчивыми, когда амплитудная ха-

рактеристика «активного элемента имеет область насыщения.

309

а)

б),

Д,

С,„ ri

if.

в)

Рис. 9.73. Типовые схемы генераторов синусоидальных колебаний

На рис. 9.73, а приведена схема популярного генератора с мостом

Вина.

При

R3/R4

> R1/R2 + С1/С2 в устройстве возникают автоколебания с

частотой

соо =л/1/( R,RjCA).

Обычно в мосте Вина обеспечивают выполнение равенств

RI = R

= R, C| =

С2

= С. Тогда частота автоколебаний определяется вы-

ражением

= 1/(2ITRC), а автоколебания возникают при условии, что ко-

эффициент усиления усилителя, составленного из ОУ и резисторов R

R4, больше трех. Это условие обеспечивается выполнением неравенства

R3/R4 > 2. Установившиеся автоколебания в замкнутой цепи возможны

только при условии точного равенства единице коэффициента петлевого

усиления на частоте

но для возникновения автоколебаний нужно, что-

бы вначале коэффициент петлевого сопротивления был больше единицы.

После возникновения автоколебаний их амплитуда стабилизируется

на том уровне, когда коэффициент петлевого усиления будет равен еди-

нице. Для реализации эффекта изменения петлевого коэффициента уси-

ления в цепи обратной связи используют нелинейные элементы.

Получение гармонических колебаний с малыми искажениями обеспе-

чивается использованием инерционно-нелинейных цепей отрицательной

обратной связи

ОУ.

Нужный характер нелинейности создается тогда, ког-

да с ростом амплитуды сигнала уменьшается сопротивление R

или уве-

310

личивается сопротивление

R4.

Поэтому вместо резистора R

можно вклю-

чить миниатюрный полупроводниковый терморезистор или вместо R4

металлический терморезистор или лампочку накаливания.

На рис. 9.73, б показана схема генератора с нелинейностью на лампе

накаливания EL. Если принять R

R4,

то коэффициент передачи

ООС

К R

°~R

будет обеспечиваться при

R4 —

На рис.

9.73, в приведена схема RC-генератора

так называемой лест-

ничной потенциально токовой RC-цепью. Частотно-зависимая цепь со-

держит элементы Сь С2, С3, Rj, R2. Частота автоколебаний этого генера-

тора определяется формулой

со

« l/^R.RzCCA +С,С

+С

Для возникновения автоколебаний необходимо выполнение условия

> R,(C, + С

)/С

+ R

+ Сз)/Сэ,

где Сэ = С,С2С

/(С,С2+ 0,03 + 0203).

Если С] = Сг = С

и R] = R2 =

R3,

то частота автоколебаний определя-

ется как

fo = 1/2 V3TIRC,

а автоколебания возникают при выполнении условия R

> 12R. Диоды Д]

и Д

обеспечивают нелинейность петлевого усиления

служат для стаби-

лизации амплитуды колебаний. При малой амплитуде сигнала диоды за-

крыты и коэффициент петлевого усиления гораздо больше единицы. Это

обеспечивает быстрое возбуждение генератора. Затем амплитуда колеба-

ний стабилизируется на таком уровне, при котором сопротивление дио-

дов совместно с R3 обусловливает единичное петлевое усиление для

основной гармоники сигнала.

Здесь приведены основные схемы генераторов, разновидностей кото-

рых известно достаточно большое количество. Управляют амплитудой и

частотой генераторов путем изменения величины соответствующих ре-

зисторов

емкостей. Для этого могут быть использованы переменные ре-

зисторы

емкости, а также полевые транзисторы, фоторезисторы^ термо-

резисторы р т.д. [16, 51].

311

9.5.2. Генераторы импульсов

Наиболее простые генераторы импульсов (мультивибраторы) обычно

строят, охватывая ОУ цепями положительной и отрицательной обратны-

ми связями (ПОС и ООС), причем действие ПОС должно опережать дей-

ствие ООС. Тогда цепь ПОС обеспечивает лавинообразный переход

мультивибратора из одного состояния в другое, а цепь ООС совместно с

ПОС ограничивает время пребывания устройства в каждом

из

состояний.

На рис. 9.74 показан один из вариантов построения такого мульти-

вибратора [16, 50]. Цепь ПОС в этой схеме выполнена на элементах

Ri, R

, а цепь ООС содержит пассивный интегратор С, R3. Коэффициент

передачи по петле ПОС в этой схеме определяется формулой

= R,(R, + R2). На рис. 9.74, б представлена временная диаграмма рабо-

ты мультивибратора.

Поскольку коэффициент передачи по ПОС (с выхода на неинвертиру-

ющий

вход)

определяется значением

р„,

то на неинвертирующий вход по-

очередно подается положительное U

или отрицательное 1Г выходное

напряжение величиной

или PIT. Выходным сигналом положитель-

ной полярности через резистор R3 конденсатор заряжается, а выходным

сигналом отрицательной полярности разряжается. Когда напряжение на

заряжающемся конденсаторе

(t)

достигает

затем начинает превышать

величину

, то на инвертирующем входе потенциал становится более

положителен, чем на неинвертирующем, и ОУ лавинообразно формирует

а)

б)

г-с^Ь-М^?'

»> г)

Рис. 9.74. Типовые схемы мультивибраторов иа ОУ

258 312

на выходе отрицательное напряжение 1Г. Конденсатор через резистор R3

выходным напряжением начинает разряжаться до величины PLT, после

чего начинает преобладать напряжение на неинвертирующем входе по

отношению к инвертирующему,

ОУ скачкообразно переходит в область

положительного выходного напряжения

Длительность импульсов генератора можно найти, используя выра-

жение для напряжения на конденсаторе

процессе его перезаряда

Uc(t) = и^-ки^-и.)^*-", <

)

где U

| — напряжение на конденсаторе, которое должно было

бы

уста-

новиться на нем при t, стремящемся к бесконечности; U

[

t=0

— напряже-

ние на конденсаторе в момент начала процесса перезаряда; т — постоян-

ная времени цепи перезаряда.

Для интервала времени

to, tj

для схемы

рис.

9.74, а на основании (9.67)

получим

(t) = и

+ (-Р1Г - и

)e"

l/R

. (9.40)

Для момента времени ti справедливо соотношение

(t,) =

(9.41)

Совместное решение уравнений (9.40) и (9.41) позволяет определить

длительность импульса положительной полярности t

= ti - to

= R

Cln[(U

+ PU")/(U

- PU

)]. (9.42)

Для интервала Г = t

-1| выражение 9.39 преобразуется в другое:

(t) = -IT +

(PU

- LT)e~

lRC

Считая, что начало процесса перезаряда начинается со времени ti,

определим продолжительность отрицательного импульса

Г = R

Cln[(U" + PU

)/(1Г - PIT)]. (9.43)

Период повторения импульсов определяется отношением

T=t

+ f.

Скважность импульсов определяется отношением

Q = T/t

При симметричном напряжении питания ОУ

= |U~|, тогда спра-

ведливо соотношение

t = t

= r= R

CIn(l + 2R,/R

);

T = 2t,; Q = 2.

В мультивибраторе, собранном по схеме рис. 9.74, в, цепь ПОС вы-

полнена как дифференцирующая (элементы С

R4,

), а цепь ООС обра-

зована резистивным делителем R

RI. Для этой схемы Р„ = R

/(R

+ R4), а

Ро

= RI/(RI + R

). Введем постоянную времени, определяемую по форму-

ле

т = C(R

+ R,).

Тогда справедливо выражение

Т = 2т1п[2/((УРо)— 1].

Мультивибратор по схеме рис. 9.74, в работоспособен при Р„ >

Ро,

то

есть должно выполняться соотношение R

/R4 > RJ/R

. Нестабильность

длительности генерируемых колебаний в рассматриваемых схемах опре-

деляется нестабильностью источников питания.

Для реализации мультивибраторов, генерирующих импульсы с раз-

личной скважностью, используют раздельные цепи перезаряда емкости

от напряжений U

1Г.

Пример такого мультивибратора приведен на рис.

9.74, г

[50].

Разделение цепей производится диодами

VD] и

. При фор-

мировании сигнала U

конденсатор заряжается через диод VD] и рези-

стор R

с постоянной времени R

C, при этом диод VD

заперт. Конденса-

тор заряжается до момента времени t

, когда напряжения на обеих входах

ОУ станут равны; далее на выходе усилителя формируется напряжение

LT. Если пренебречь влиянием падения напряжения на открытом диоде

VDi, то, подставляя в выражение (9.42) постоянную времени R

C и учи-

тывая, что |U

| =|U~|, получим

= R

Cln(l + 2(R,/R

)).

Когда на выходе ОУ сформировано напряжение 1Г, диод VD

запира-

ется, а конденсатор перезаряжается через открытый диод VD

и резистор

R4, при этом

t" = R4CIn(l + 2(R,/R

)) ;

T = (R

+ R,)Cln(l + 2(R,/R

)) ;

Q=1+(R

/R4).

Регулируя соотношения между R

и R4, можно изменять скважность,

а изменяя сопротивление резисторов R] или R

, можно управлять перио-

дом или частотой следования импульсов. Диапазон регулировки Т лежит

в интервале [10—10"

] с, a Q регулируется от 100 до 0,01. Относительная

314

погрешность частоты следования сигналов зависит от стабильности на-

пряжений питания, воздействия внешних факторов (особенно температу-

ры) и колеблется от 0,5 до 1 %.

Расчет параметров элементов мультивибраторов рекомендуется про-

изводить по следующей схеме.

Исходными данными для расчета являются t

(для симметричного

мультивибратора), t

i и t„

— для несимметричного мультивибратора.

Обычно задают величину Kg, обеспечивающую безопасный режим рабо-

ты входных цепей, поскольку превышение дифференциального входного

напряжения, равного для схем, изображенных на

рис.

9.73 а, г |U

| = |U„|,

может привести к пробою /^«-переходов входных транзисторов ОУ. Ве-

личина К

для приведенных схем определяется соотношением Ri / R

Дальнейший расчет включает следующие шаги:

— задаются величиной С исходя из того,что более длительные про-

цессы обеспечиваются большими величинами емкости;

— задаются сопротивлением Ri и рассчитывают из него сопротивле-

ние R

, причем учитывается нагрузочная способность ОУ, которая требу-

ет выполнения неравенства R

» R«min> a R

= Ri/Kg;

— рассчитывают величину

= t

/[Cln(l +2(R,/R

))];

— дополнительно для несимметричного мультивибратора рассчиты-

ют величину R4 по формуле

= t

/[Cln(l +2(R,/R

))].

Ждущие мультивибраторы или одновибраторы — это генераторы

прямоугольных импульсов заданной длительности, которые формируют-

ся в ответ на запускающий импульс произвольной длительности. Такие

генераторы несложно получить из автоколебательных, если последние

затормозить в каком-либо устойчивом состоянии и снабдить цепью запу-

ска, выводящей их в другое состояние на заданное время.

На

рис.

9.75, а приведена схема одновибратора, которая получена пу-

тем модификации схемы мультивибратора на

рис.

9.74,

а. В

этой схеме за-

торможенный режим обеспечивается диодом VD

а цепь запуска выпол-

нена на элементах С

, R

, VD

. Ждущий режим одновибратора обеспечи-

вается тем, что при формировании на выходе ОУ положительного напря-

жения

диод VDi отпирается и конденсатор заряжается

до

небольшого

положительного напряжения, равного падению напряжения на открытом

диоде, т. е. Uc = U

. Это напряжение меньше, чем то напряжение, кото-

рое формируется на неинвертирующем входе

через

делители R

, Ri от вы-

ходного напряжения

. Таким образом, одновибратор сохраняет на вы-

ходе и

вых

,положительный потенциал U

(рис. 9.75, б).

315

> 6)

Рис. 9.75. Типовая схема ждущего мультивибратора на ОУ

При появлении заднего фронта запускающего импульса, дифферен-

цирующегося цепью C3R3, появляется отрицательный «всплеск», кото-

рый через открытый диод VD

поступает на неинвертирующий вход ОУ.

Этот потенциал больше потенциала на инвертирующем входе, в резуль-

тате чего на выходе ОУ формируется отрицательный потенциал 1Г, кото-

рый запирает диоД VDi, и конденсатор С i через

начинает заряжаться от

выходного напряжения

LT.

Когда напряжения на обоих входах сравняют-

ся, одновибратор возвратится в ждущий режим. При этом время импуль-

са t„ определяется по формуле (9.43), то есть будет справедливо (без учета

падения напряжения на VDi) соотношение t„ « R

Cln(] + (RI/R

)) или с

учетом падения напряжения на VDi более точно

t„

= R

Cln(l + (RI/R

))(1 -

-(U

i/U~)). Время восстановления будет определяться формулой

te = R

Cln[l + (R,/R

)/(l + (R,/R

))],

откуда максимальная частота запускающих импульсов не должна превы-

шать величины

6-1-

Т t„+t

Расчет параметров ждущих мультивибраторов рекомендуют произ-

водить по той же схеме, что и автоколебательных мультивибраторов, а

для дифференцирующей цепочки рекомендуется С

= 100 пФ, R

= 10 К

[49].

Управляемые мультивибраторы—это генераторы импульсов, в кото-

рых с помощью входного напряжения осуществляется управление пара-

метрами автоколебаний. На рис. 9.76, а приведена схема, которая позво-

ляет включать или выключать режим генерации с помощью входного на-

пряжения. Если U

<0 — диод VD закрыт и схема находится в состоянии

отсутствия генерации импульсов. Когда входное напряжение положи-

316

R, R, VD

R. С

нн

Iu..

+ R, R

j^b-L

U.,

MB1

MB2

Тг

> Ц

в)

Рис. 9.76. Типовые схемы управления мультивибраторов (а,б) и временной

селекции (в)

тельно, выходное напряжение становится положительным, диод VD от-

крывается, включая цепь ООС, что переводит схему в режим автоколеба-

ний. Условием возникновения автоколебаний является превышение глу-

бины ПОС над глубиной ООС, что достигается выполнением условия

R3/R4 > RI/R

Если в устройстве рис. 9.76, а заменить полярность диода, то оно бу-

дет генерировать импульсы при U

< 0. Если в таком устройстве исклю-

чить диод из цепи ООС, то автоколебания будут существовать, пока вы-

ходное напряжение и

вых

+ R

/Ri) находится

границах линейного

участка амплитудной характеристики

ОУ.

В противном случае на выходе

ОУ устанавливается положительное напряжение при

> 0 или отрица-

тельное (при U

< 0).

На рис. 9.76, б приведена схема, в которой с помощью входного на-

пряжения осуществляется управление частотой автоколебаний. Здесь за-

ряд конденсатора осуществляется от входного сигнала LP

, при этом ОУ

находится в положительном ограничении, диод VD закрыт. Когда под

воздействием входного сигнала напряжение на инвертирующем входе

достигает напряжения, заданного на неинвертирующем входе цепью

ПОС, ОУ перейдет в состояние

LT,

диод VD откроется и произойдет раз-

ряд С через R

схема возвращается в исходное состояние

и т. д. Та-

ким образом, длительность заряда определяется величиной

UBX.

ЕСЛИ сде-

лать длительность разряда С достаточно малой, то частота колебаний бу-

дет в основном определяться величиной

Для этого требуется, чтобы

Ly/Ri «|U

BbIX

|/R

, где U

BUX

—напряжение устойчивого состояния ОУ.

317