Попечителев Е.П. Кореневский Н.А. Электрофизиологическая и фотометрическая медицинская техника: Теория и проектирование

Подождите немного. Документ загружается.

Till

Фни

K155T7I2

АЦП

КШЗПВ1А

г,

620

НИ

экс

-П.

(Г

КД522Б

Пшк

#/л

END

БИ

K155JIH1

1'К

10К

Цифровой

выход

ФНИ

К155АГЗ

+5В

КД522Б

-П_

КП

Рис. 9.88. Схема АЦП кардиомоиитора

Г. АЦП параллельного преобразования имеют самую простую логи-

ческую организацию, однако сложность схемы резко возрастает с увели-

чением разрядности. На рис. 9.89, а приведена упрощенная схема АЦП

параллельного преобразования [16].

В этом устройстве компараторы К]

-5- K

преобразуют входной сиг-

нал в позиционный код. Каждый из компараторов «отвечает» за свой уча-

сток квантования входного напряжения U

по уровню. Резистивный де-

литель задает равномерную сетку квантования по уровню. Приоритетный

шифратор Ш, тактируемый внешним сигналом, преобразует позицион-

ный код в параллельный двоичный. Время преобразования такого АЦП

определяется лишь задержкой срабатывания компараторов и шифратора

и обычно не превышает сотен наносекунд, однако для обеспечения п-раз-

рядного двоичного кода необходимо использовать

2"—1

компаратор, по-

этому более

чем

8-разрядные АЦП такого типа практически

не

строят.

Принцип действия АЦП параллельного преобразования рассмотрим

на примере. Такой АЦП ставит в соответствие входному напряжению

«-разрядный двоичный код, то есть с выхода АЦП может быть получено

m = 2

различных комбинаций, каждая из которых должна соответство-

вать w-различным поддиапазонам (квантам) входного сигнала. Пусть для

примера разрядность цифрового кода п = 3, тогда АЦП должен различать

2=8 поддиапазонов входного сигнала. На один поддиапазон входного

338

напряжения будет приходиться U(l) = U

max

= 8/8 =

В. Пусть входной

сигнал изменяется от 0 до 8 В. Тогда при равномерных поддиапазонах

входной шкалы будет существовать соответствие

код

000

001

010

011

100

101

110

111

средний

уровень

поддиапазон

0-0,5

0,5-1,5

1,5

- 2.5

2,5

- 3,5

3,5-4,5

4,5-5,5

5,5-6,5

6,5-7,5

Для этого примера резистивный делитель должен быть подобран так,

чтобы

диапазоне входного сигнала

0 -=-

0,5 В

не

сработал ни один компа-

ратор,

диапазоне

0,5 ч- 1,5

В срабатывает первый компаратор,

диапазо-

не 1,5

ч-

2,5 В срабатывает второй и т. д.

В общем случае в состав АЦП параллельного преобразования входит

делитель опорного напряжения

Uo,

задающий границы соответствующих

т-1 поддиапазонов, и т-1 компаратор, устанавливающий соответствие

между U

и этими уровнями.

На

рис.

9.89, б показана схема включения АЦП параллельного преоб-

разования типов

К1107ПВ1

и К1107ПВ2. К1107ПВ1 — шестиразрядный,

13.15,16.18.20

(НЩ.13)22(У)

11(16)

4.19(11.14)

41(44)

36(48)

30(4)

+5Bj

^_2M3&39)

47.48,49,50

-6В

(24,37,38)

129,42(5,43)

v£

41.

К1107

ПВ2

(ГТВЦ

АС

40(45) СР

39(46)

38(47)

37(1)

35(2)

34(3)

33(МР)

32 MP

17(12)

б)

Рис. 9.89. Организация и схема подключения АЦП параллельного преобразования

339

а К1107ПВ2 — восьмиразрядный АЦП. Поскольку опорное напряжение

на этих схемах отрицательное -2В, то входное напряжение тоже должно

быть отрицательным в пределах

0-s-

-2В). К средней точке делите-

ля АЦП подсоединен корректирующий резистор

свободный вывод ко-

торого (АС) может

быть

соединен с одним из конечных выводов делителя

Up или Ur.

Таким способом в некоторых пределах компенсируется нелиней-

ность преобразователя. Если, например, исходно резисторы нижней по-

ловины превышают по своему номиналу (из-за технологического разбро-

са) номиналы верхних резисторов, можно резистор

(вывод АС) соеди-

нить с нейтральным выводом U°. Тогда общее сопротивление нижней по-

ловины уменьшится, вследствие чего уменьшится по модулю и

соответствующее напряжение на делителях. В простейшем варианте

включения АЦП вход Up соединяют с источником опорного напряжения

—2 В, а вход

— с аналоговой землей GA. Допускается эти входы сое-

динять с выходами регулирующих усилителей и регулировкой U

и в

пределах ±0,1 В корректировать чувствительность и ноль АЦП. Можно

выполнять U

зависимым от

и таким путем получать функциональ-

ную зависимость выходного кода

От

сигнала U„. Ток, потребляемый пре-

образователем от источника входного сигнала, близок

к 0,5

мА, а входная

емкость превышает 300 пФ, поэтому при большой скорости изменения

входного сигнала рекомендуется между источником входного сигнала и

входом AI АЦП включать буферный усилитель, обеспечивающий быст-

рый перезаряд входной емкости.

Работа АЦП синхронизируется тактовыми импульсами, додаваемы-

ми на вход С, частота следования которых не должна превышать 30 МГц.

Выходной код АЦП в данный момент времени соответствует входному

напряжению, присутствующему на входе АЦП двумя периодами такто-

вых импульсов ранее. Вид выходного двоичного кода АЦП определяется

сигналами на входах VI, V2.

VI V2 код

0 0 — обратный

0 1 — дополнительный

1 0 — обратный дополнительный

1 1 — прямой

Дискретные сигналы рассчитаны на работу с цифровыми ТТЛ-схема-

ми. Для работы с ЭСЛ-схемами разработан АЦП К1107 ПВЗ со временем

преобразования 20 Не.

340

Д. Интегрирующие АЦП относятся к классу последовательных пре-

образователей и по своему быстродействию уступают преобразователям

последовательного приближения,

но

они требуют небольшого числа ком-

понентов, изготовляемых с повышенной точностью, имеют высокую по-

мехоустойчивость, у них отсутствует дифференциальная нелинейность и

они достаточно дешевы. Эти свойства интегрирующих АЦП определили

их широкое применение в практике построения биомедицинских систем,

где не требуется высокого быстродействия (от одного до нескольких ты-

сяч измерений в секунду), но где в качестве основных требований высту-

пают требования высокой точности

нечувствительности

помехам.

Интегрирующий АЦП, как правило, состоит из двух преобразовате-

лей: преобразователя напряжения или тока в частоту или длительность

импульсов, а затем производится преобразование частоты или длитель-

ности импульсов в код. Вторая часть преобразования реализуется просто.

Если первая часть преобразователя вырабатывает частоту, пропорциона-

льную величине преобразуемого аналогового напряжения

то перевод

частоты в код осуществляется подсчетом импульсов счетчиком за фикси-

рованный промежуток времени. Очевидно, что

чем

больше

тем выше

частота преобразователя и, следовательно, тем большее количество им-

пульсов подсчитает счетчик за фиксированное время, а на его выходе

сформируется больший по величине двоичный код

Если первая часть

вырабатывает импульс, длительность которого пропорциональна вели-

чине входного сигнала

то задача его преобразования в цифровой код

решается тем, что в период существования этого импульса от генератора

фиксированной частоты производится заполнение счетчика. Очевидно,

что чем больше длительность импульса, отражающего величину

тем

больший двоичный код фиксируется на выходе счетчика.

На

рис.

9.90, а представлена структура

АЦП,

работающего с преобра-

зователем входного напряжения в частоту (схема ПНЧ). Тактируется ра-

бота элементов схемы (установка

исходное положение, запуск, синхро-

низация) устройством управления УУ. Формирователь временных ворот

формирует импульс фиксированной длительности, разрешающей про-

хождение импульсов счета ПНЧ через схему И на счетчик СЧ.

На

рис.

9.90, б приведена структура АЦП, работающего с преобразо-

вателем напряжения в длительность импульса, иногда эти преобразовате-

ли называют широтно-импульсными преобразователями, схемами фор-

мирования широтно-импульсных сигналов (ШИС) или схемами преобра-

зования напряжение — время

(ПНВ). В этой схеме

импульсами с генератора

тактовых импульсов ГТИ фиксированной частоты заполняется времен-

ной интервал, фиксируемый ПНВ.

остальном принцип работы этой схе-

341

В)

Рис. 9.90. Структура ПНЧ и ПНВ преобразователей

мы аналогичен принципу работы с преобразователем типа ПНЧ. Цифро-

вые и импульсные элементы схемы практически не влияют на точность

работы интегрирующих АЦП. Основные их характеристики определяют-

ся свойствами применяемых преобразователей ПНЧ и ПНВ. В простей-

ших случаях при построении ПНВ или схем ШИС используют схемы

формирователей с одним управляемым параметром, прямое изменение

величины которого приводит к изменению длительности генерируемого

импульса.

На рис. 9.90, в изображена простейшая схема, реализующая развер-

тывающий способ формирования ШИС, и временная диаграмма ее рабо-

ты [50]. В этой схеме генератор тактовых импульсов управляет работой

генератора пилообразного напряжения ГПН и триггера Тг. Пилообраз-

ный сигнал с ГПН сравнивается компаратором К со входным напряжени-

ем. В начальный момент времени триггер Тг установлен в состояние «0»,

а ГПН выключен. В момент ti ГТИ запускает ГПН и устанавливает Тг в

состояние «единица». Когда

= U

rnH

, срабатывает компаратор К, уста-

навливая триггер

исходное

состояние.

Чем больше

, тем

позже насту-

пает сравнение и тем больше будет величина

Т;

= -

tj.

Наибольшая по-

грешность преобразователя формируется из-за нелинейности Un,

, осо-

бенно на начальном участке.

Преобразователи ПНВ- и ПНЧ-типов так же могут строиться на осно-

ве прямого управления одним параметром функционального преобразо-

342

б)

Рис. 9.91. Преобразователь двойного интегрирования

вателя, например на основе управляемых генераторов или мультивибра-

торов. При построении интегрирующих ПНЧ и ПНВ чаще всего исполь-

зуется принцип двухтактного (двойного) интегрирования. В соответст-

вии с этим принципом в первом такте преобразования производится

интегрирование другого входного сигнала обычно противоположного

знака, то есть производится как бы «разынтегрирование» входного

сигнала до выполнения какого-либо условия.

Реализацию принципа двойного интегрирования рассмотрим на при-

мере схемы, приведенной на рис. 9.91, а. Одним из основных элементов

этой схемы является интегратор

ИНТ,

ко входу которого

помощью клю-

ча поочередно подключается входной сигнал и опорный сигнал

поляр-

ности, противоположной

Работой АЦП управляет устройство управ-

ления УУ, которое путем подсчета тактовых импульсов формирует ин-

тервал времени интегрирования входного сигнала—1„, затем интегриру-

ется опорный сигнал, уменьшающий выходной сигнал интегратора

U„

до

нуля. Когда U„ = 0, срабатывает нуль-орган (НО), построенный, напри-

мер, на компараторе с нулевым уровнем сравнения, который дает УУ сиг-

нал об окончании цикла преобразования. В интервале времени от t„ до

срабатывания нуль-органа (НО) производится заполнение счетчика им-

пульсами от

ГТИ.

На

рис.

9.91, б показаны временные диаграммы работы

интегратора U„i — для большего напряжения U

U„2

—

для

меньшей

величины

Из диаграммы видно, что большему значению

соответ-

ствует больший интервал времени tj - t„.

343

и.

к RI

А.

НЬ

вых

1Г

и„

и-

и.,

и.

-и,

и.»

/|\ 1 /

к 1 /

1 1 /

\ ! /

N. i /

Л 1 /

/ гV :У

1 »

1 1

t, S |у

\ ,y

t. и

At*

At"

б)

Рис. 9.92. Структура ПНЧ двойного интегрирования и диаграмма его работы

Если интегратор построен на базе ОУ по схеме рис. 9.91, б с постоян-

ной времени интегрирования

RC,

то определение величины N можно про-

извести следующим образом. К моменту времени t„ на выходе интеграто-

ра будет напряжение

U„(t„) = (U

t„)/RC.

При подключении Uo интегратором формируется сигнал

U„(t -1„) = (U

t„)/RC - U

(t - t„)/RC .

Для момента времени срабатывания компаратора tj выполняется

условие

U„(t,-t„) = 0.

С учетом этого можно найти интервал времени

344

ti-t„ = (U

)/Uo,

которому соответствует выходной код

N = U

(a/U

где

а = f

t„—постоянный коэффициент; f

—частота следования счетных

импульсов.

На рис. 9.92, а показана структура простейшего ПНЧ, в котором раз-

ряд интегратора (разынтегрирование) осуществляется источником посто-

янного тока

Коммутатор К управляется компаратором с гистерезисом

(триггером Шмидта). Последний имеет петлю гистерезиса Ui - U

. По-

скольку коммутатор К (ключ К) управляется компаратором с петлей гис-

терезиса, напряжение интегратора колеблется между Uj и U

(рис. 9.92,

б).

На

диаграммах учтено, что интегратор собран по инвертирующей схе-

ме.

Частота следования выходных импульсов компаратора изменяется в

зависимости от

так как

= const. До момента времени ti компаратор

в состоянии U~, ключ К подключен к источнику

= const, емкость заря-

жается по линейному закону (интегратор инвертирующий, поэтому Uj

растет). Когда

U„

(t =

tj),

компаратор переключается

состояние

переключая ключ К к источнику положительного входного напряжения

вх

Емкость интегратора начинает разряжаться, интегрируя входное на-

пряжение

которое в общем случае

не

является постоянным на перио-

де времени интегрирования. В момент времени t =

справедливо соотно-

шение U

(ti) = U

(ti) = Ui- Когда U

(t) достигнет величины U

(момент

времени

компаратор переключится в состояние U_, переключив ключ

источнику

тока.

На момент времени

за время At

= t

выходное

напряжение интегратора определится как

•i

где Е

ср

— среднее за время At

значение напряжения сигнала.

Когда к интегратору подключается источник тока, на его выходе фор-

мируется напряжение

U„(t) = U

+ (t-t

)Io/C,

которое в момент времени t = t

достигнет напряжения

Uj.

Длительность

интервала At" определяется формулой

Ar = t

-t

= (U,-U

)C/Io.

345

Следовательно, период повторения импульсов Т определяется выра-

жением Т = At

+ АГ, а соответствующая частота определится как

f=E

/[C(U

-U

XRIo + E

). (9.50)

Зависимость f(E

) является нелинейной, но если обеспечить условие

Rio

Еср,

эта нелинейность может

быть

достаточно

малой.

При этом

f » Е„

ч>

(U,-U

)RCI

(U,-U

)RC

(9.51)

Если

за период интегрирования «держится» достаточно стабиль-

но (Е

ср

= U

), то можно записать, что

f*U

/((U,-U

)RC).

Относительная погрешность преобразования, связанная с нелинейно-

стью выражения (9.50), может быть определена как

S нл

_ (Kf - К,") (9.52)

КГ Ecp'CWo).

где К"

Af/E

и К"

—дифференциальные коэффициенты передачи пре-

образователя, описываемые соответственно уравнениями (9.50) и (9.51).

В общем случае для метода двухтактного интегрирования суммарное

приращение интеграла за цикл интегрирования равно нулю, поэтому

можно записать (UiTi)/t = (U

)/i: = 0,гдеТ1иТ

—длительность пер-

вого и второго тактов интегрирования, Uj и U

— имеющие различную

полярность, интегрируемые на первом и втором такте напряжения. Соот-

ношения длительностей тактов удовлетворяют отношению T

/Tj =

= -Ui/U

Различные способы построения ПНВ и ПНЧ могут быть представле-

ны четырьмя большими группами в зависимости от того, как организован

цикл двухтактного интегрирования (рис. 9.93).

Первая группа — интегрирующие двухтактные ПНВ с заданной дли-

тельностью цикла ин-

тегрирования (ПНВ ЗЦ).

В таких преобразовате-

лях (ПНВ ЗЦ) фиксиру-

ется суммарная длите-

льность двух тактов

Т = Т, + Т

. В простей-

шем случае Т = const,

однако бывают ситуа-

346

ПНВ

ПНЧ

С заданным

С заданной

С заданным

циклом

тактом амплитудой

интегралом

Рис. 9.93. Способы реализации ПНЧ и ПНВ

ции, когда

подстраивают под сигнал помехи. В ПНВ ЗЦ обычно прини-

мают для первого такта интегрирования Tj напряжение интегрирования

U, =

, а для второго такта Т

— напряжение интегрирования

Ц>.

В этом случае справедливо соотношение

т,-т

_т,-т

_и,

т,+т

т и

-и, и

Таким образом, разность длительностей тактов Tj-T

изменяется про-

порционально измеряемому напряжению U

T,-T

= (T/U

Принцип двухтактного интегрирования с заданной длительностью

одного, например первого такта, используется для построения как ПНВ,

так и ПНЧ.

В ПНВ с заданным тактом ПНВ ЗТ принимают обычно Ui = U

, U

= -U

, тогда

/т,=-и,/и

вх

/и

По такой схеме реализован преобразователь АЦП, структура которо-

го представлена на рис. 9.91, а. В ПНЧ заданным тактом ПНЧ ЗТ выбира-

ют напряжения Ui = U

Uo,

откуда можно получить

f-1-

2 1

T U

T, U

T, '

В ПНВ и ПНЧ, реализующих принцип двухтактного интегрирования

с заданной амплитудой (ПНВ ЗА и ПНЧ ЗА), первый такт интегрирова-

ния заканчивают тогда, когда напряжение на выходе интегратора дости-

гает некоторого заданного уровня, а второй такт, когда это напряжение

возвратится в исходное состояние, аналогично тому, как это делалось в

схеме ПНЧ рис. 9.92, а. Если через U„ обозначить размах пилообразного

напряжения на выходе интегратора, то

и, и

В ПНВ ЗА обычно устанавливают

U,=U

- Uo, U

+ U

поэтому характеристика преобразователя в них имеет такой вид

(т, - т

ут = U

347

В этом выражении Т — величина переменная, зависящая от U„

, то

есть эти схемы сложнее, чем предыдущие, и поэтому как АЦП они приме-

няются редко, однако они хорошо работают

там,

где нужно получить ши-

ротно-и мпульсную модуляцию, в устройствах гальванической развязки,

в аналоговых ШИМ-АИМ перемножителях. В ПНЧ ЗА чаще всего уста-

навливают U| =

, U2

—U

тогда

_ 1 _ _ и«

Т,+Т

или.-и,)! 2U

rol

В ПНЧ с заданным интервалом компенсация осуществляется не за

счет компенсирующего импульса длиной Т

и величиной

Uo,

а, например,

путем перезаряда конденсатора. Важно, чтобы интеграл входного напря-

жения компенсировался другим компенсирующим интегралом S. В об-

щем случае, если интеграл (площадь) компенсирующего импульса равен

S, то частота на выходе ПНЧ определяется выражением [16]

f^Uex/S.

При емкостном формировании компенсирующего импульса

S = CRU

Рассмотрим подробнее схемотехнику интегрирующих преобразова-

телей напряжение-время. На

рис.

9.94 представлена функциональная схе-

ма аналоговой части АЦП КР572ПВ2, работающего с заданным тактом.

АЦП содержит буферный повторитель напряжения А1, интегратор на ОУ

А2, компаратор A3, узел формирования общего потенциала, включаю-

щий в себя ОУ А4, систему аналоговых ключей SI—S11 и цифровую

часть (на рис. 9.94 не показана). Постоянная времени интегратора опреде-

ляется внешними элементами R

C|. Конденсатор

используется в цепи

коррекции напряжения смещения усилителей AI, А2, A3. На конденсато-

ре Сз

запоминается опорное напряжение

Uo-

Резистор

конденсатор

определяют частоту встроенного тактового генератора. На входе АЦП

может быть установлен фильтр нижних частот

R3, С5,

сглаживающий пу-

льсации входного сигнала. Этот АЦП имеет дифференциальные входы

для преобразуемого

)

и опорного (U

) напряжений. Это значит, что на

результат преобразования оказывает влияние разность напряжений меж-

ду входными зажимами (выводы

и 30) и между зажимами Uo (выводы

36 и 35). Синфазные же напряжения, существующие на этих зажимах,

практически не влияют на работу ПНВ. Отсчет синфазных напряжений

ведется относительно общего потенциала, присутствующего на выводе

32(СОМ). Этот потенциал задается стабилитроном Du и делителем R^Rs

на уровне примерно

2,8 В

более низком, чем положительное напряжение

348

R|<7«OM С,

А.1 ИКФ

г-С—}

Rj I MOM

0-CZ3

0,1 мкФ

SSL

СОМ 32

.в-

и„

-^Sli

S3,

т—щ

S7.

S9*

S4„

sio;

D 39 2ТГ

100 шеф 100 кОм

Рис. 9.94. Структура АЦП КР572ПВ2

питания U*,. Повторитель, выполненный на

ОУ

А4, имеет различную на-

грузочную способность для втекающего и вытекающего тока — пример-

но 20 мА и 10 мкА соответственно. Это дает возможность при желании

присоединить вывод общего потенциала к земле и таким путем устанав-

ливать этот потенциал равным нулю.

Разность напряжений между выводами

U*,

и СОМ может в принципе

использоваться в качестве опорного напряжения АЦП. Температурный

коэффициент этой разности примерно равен 10"

К. Однако при работе

АЦП на световой индикатор рассеиваемая в микросхеме мощность зави-

сит от числа светящихся сегментов индикатора, это вызывает значитель-

ные изменения температуры кристалла и, следовательно, непостоянство

разности потенциалов между U*, и СОМ. Двум основным тактам интег-

рирования в данном АЦП предшествует такт автокоррекции (нулевой

такт). Обозначения ключей на рис. 9.94 снабжены вторыми индексами,

обозначающими номера

тактов, в которых эти ключи замкнуты. При ав-

токоррекции замыкаются ключи S3—S6, SI

При этом входы буферного

усилителя и интегратора присоединяются к общему потенциалу, а выход

компаратора A3 соединяется с инвертирующим входом интегратора А2.

Усилители А2 и A3 оказываются охваченными единичной обратной свя-

зью, вследствие чего их суммарный коэффициент усиления становится

равным единице. На обкладке конденсатора

подключенной к контак-

ту 29 микросхемы, устанавливается напряжение, равное сумме напряже-

349

ний смещения усилителя А2 и приведенного напряжения смещения A3.

На противоположной обкладке этого конденсатора будет присутствовать

напряжение смещения усилителя А1. Таким образом, на конденсаторе С

на этапе автокоррекции запоминается напряжение ошибки, обусловлен-

ное напряжением смешения всех трех ОУ

А1 -г

A3. В последующих двух

тактах интегрирования ключ S11 размыкается и запомненное на С

на-

пряжение вычитается из выходного сигнала ОУ

А2.

Такое схемное реше-

ние позволяет уменьшить суммарное напряжение смещения АЦП до зна-

чения, не превышающего

10 мкВ* В

такте автокоррекции осуществляется

также заряд конденсатора Сз опорным напряжением Uo-

В первом такте преобразования замыкаются ключи SI, S2 и произво-

дится интегрирование входного напряжения

в течение 1000 периодов

тактовых импульсов. По окончании первого такта по сигналу на выходе

компаратора A3 устройство управления, входящее в цифровую часть,

оценивает знак напряжения U

. Если

> 0, то сигналы на выходе ин-

тегратора

компаратора будут отрицательными, если же

< 0, то поло-

жительными. В зависимости от знака

замыкаются ключи S8, S9 (если

> 0) или S7, S10 (если U

< 0) и, кроме того, замыкается ключ S6. Та-

ким образом, на втором такте интегрируется напряжение

Uo,

снимаемое с

конденсатора

Сз,

причем полярность этого напряжения противоположна

полярности входного напряжения.

Длительность второго такта определяется временем, в течение кото-

рого напряжение на выходе интегратора уменьшается по модулю до нуля,

что будет зафиксировано срабатыванием компаратора A3. Эта длитель-

ность, измеренная числом тактовых импульсов, может изменяться от

до

2000, и именно это число представляет собой результат преобразования

АЦП. Для этого преобразователя справедливо соотношение

IJ fU и

0 m

где N — выходной код

АЦП; f

—частота

тактовых импульсов; Ni — чис-

ло тактовых импульсов, определяющих длительность первого такта ин-

тегрирования.

Тактовые импульсы в АЦП вырабатываются путем деления на 4 час-

тоты колебаний, получаемых с выхода встроенного тактового генератора

/4).

Частота этого генератора определяется соотношением

» 0,45/(R

). Рекомендуемый диапазон частот f

= 40

-г-

200 кГц. В

АЦП предусмотрена кварцевая стабилизация частоты f

. В этом случае

вместо элементов

С4,

используется кварцевый резонатор, включаемый

между выводами 39,40. Допускается использование внешнего, задающе-

го тактовую частоту генератора. Тактовые импульсы с внешнего генера-

350

тора подаются на вывод

(выводы

остаются свободными). Целе-

сообразно устанавливать такое значение f

, при котором длительность

первого такта кратна периоду сетевого напряжения (20

мс). В

этом случае

АЦП нечувствителен к сетевой помехе, наложенной на полезный сигнал.

Диапазон входного напряжения АЦП OT-2UO

ДО

2Ц>.

Знаки « + » и «-»

у входных зажимов АЦП (U

и U

) показывают неинвертирующий и ин-

вертирующий входы. Если полярность

совпадает с этими знаками, то

результат преобразования будет положительным. В противном случае—

отрицательным. Рекомендуемые значения

— 1В или

0,1

В. В первом

случае диапазон входных сигналов ±1,999

В,

во

втором ±0,199 В.

Входы АЦП для U

— дифференциальные. Напряжение на'лю-

бом из входных 4-х зажимов должно находиться в пределах от U

до U„,.

Если возможно, рекомендуется низкопотенциальные зажимы входов U

и U

соединять с общим потенциалом (вывод СОМ) так, как это показано

на рис. 9.94. Возможны и другие схемы включения. Например, на

рис. 9.95, а показан вариант включения, в котором

подается относите-

льно общего потенциала, а источник напряжения

с выводом СОМ не

соединен. Опорное напряжение

здесь

вырабатывается стабилитроном Д.

На рис. 9.95, б показана схема на базе микросхемы АЦП КР572 ПВ2

для измерения напряжения рассогласования четырехплечного моста

RI — R4, который питается от напряжений

U*,

. К

этим же источни-

кам напряжений подключен делитель R5 —

R7,

вырабатывающий опор-

ное напряжение. В этой схеме обеспечивается независимость результатов

измерений от напряжений, питающих мост (логометрическое измере-

ние).

Линейность функции преобразования ПНВ ЗТ и, в частности, АЦП

КР572ПВ2 сильно зависит от качества конденсатора интегратора. Для

Рис. 9.95. Схемы включения АЦП типа КР572ПВ2

251

и,

О 6

"и_3

10 9

ИОН

—

и:

тт

-L .1А

"Ш7

5| 1J13I

-15В

33]

А-

и пН

-39

S40

S2,

S7T

S6,

S8„

ифровая

часть

35 40I 2| 311 11

GAi & i j,

+5B +15B

Рис. 9.96. Структура АЦП типа КР1108ПП2

керамических конденсаторов достигается погрешность линейности

0,1

%..

В конденсаторах с полистирольным и полипропиленовым диэлект-

риками —

0,01

% и 0,001% соответственно. Из отечественных конденса-

торов рекомендуются конденсаторы типов К71-4, К71-5, К72-6, К73-7,

К73-16 [16].-

Для системного использования предназначен АЦП типа ПНВ ЗТ, со-

стоящий из двух микросхем КР1108ПП2 и КР572ПП2[1]. Эта схема вы-

полнена по тому же принципу,что и микросхема КР572ПВ2. Отличие за-

ключается в том, что его входы недифференциальные. Структура анало-

говой части такого АЦП приведена на рис. 9.96. Входной усилитель мо-

жет использоваться как в режиме повторителя, так и в режиме усилителя.

Компаратор A3 сравнивает выходное напряжение интегратора с порого-

вым напряжением U„. Резистивный трехполюсник R2, R3 обеспечивает

согласование компаратора с цифровой частью. Этот 16-разрядный АЦП

работает с двухполярным входным напряжением и имеет развитую ин-

терфейсную часть. Она может обеспечивать побайтную выдачу информа-

ции на системную шину, осуществлять выдачу информации через син-

хронный приемопередатчик, может работать в комплекте с различными

микропроцессорами. В работе

[16]

рассматривается схемотехника других

типов ПНВ.

Рассмотрим теперь схемотехнику интегрирующих преобразователей

типа напряжение — частота.

352

Отечественной про-

мышленностью выпус-

кается ПНЧ с заданным

тактом (ПНЧ ЗТ) типа

КР1108ПП1. Упрощен-

ная функциональная

схема этого ПНЧ пока-

зана на рис. 9.97. ПНЧ

включает в себя усили-

тель А1, два компарато-

ра А2, A3, RS-триггер,

два источника стабиль-

ных токов 1|, Ь, два ана-

логовых переключателя Si, S

, источник опорного напряжения Uo, логи-

ческую схему И и выходной транзистор VT). Дополнительные элементы

Ri,Ci вместе с

А1

образуют интегратор, компараторы А2, A3 с элемента-

ми S

, С

, 12 и триггером образуют одновибратор.

Работает ПНЧ следующим образом. Под действием положительного

входного сигнала U

напряжение на выходе интегратора уменьшается.

Триггер Т в начальный период времени находится в состоянии «0», клю-

чи Si,

— в состоянии, показанном на рисунке. Ток I) нагружает А1, не

влияя на его выходное напряжение. Ток

через ключ S

идет на землю.

Когда напряжение на выходе А1 уменьшится до нуля, срабатывает ком-

паратор А2, переводя триггер Т в состояние «единицы», запуская тем са-

мым одновибратор. При этом ключ

размыкается и под влиянием тока

начинает уменьшаться напряжение на конденсаторе

Когда это напря-

жение достигнет величины Uo, срабатывает компаратор A3 и триггер

вновь возвращается в «нуль». Пока триггер находился в состоянии «еди-

ница», ток I) поступал на вход интегратора, вследствие чего напряжение

на выходе

снова

возросло.

Далее процесс повторяется под воздействием

. Длительность импульса одновибратора, определяющего длитель-

ность такта Ть в течение которого интегрируется ток I), находится как

Т, = и

Импульсы тока I) уравновешиваются током, вызываемым входным

напряжением U

. Условие уравновешивания можно определить соотно-

шением

-о, '

R, 1

откуда

_ 1 _ U»x h 1

Т -U

I, R,C,

Ri_C,

-15В

Sj ]КР1108ПП1

4] 5J_ C

12J 11J_

+15B

Рис. 9.97. Структура АЦП типа КР1108ПП1

12 Электрофизиологическая и фотометрическая

медицинская технология

353

LC.

АО

А1

КР

А1

110>

ЧГ,

ПП1

ЧГ,

ПП1

С.

•

-ЯЛ.

-т

Рис. 9.98. ПЧН на микросхеме

КР1108ПП1

В схеме Ii =

« 0,8мА,

«-7B.

Из последнего выражения сле-

дует, что стабильность характери-

стик ПНЧ зависит от стабильности

внешних элементов Rj, Cj и внут-

ренних параметров Uo, Ii и I2.

Для амплитуды U

0 * 2 В и

Bb]X

= 0 + 20 кГц рекомендуется вы-

бирать Cj = 1,4 нФ, Rj = 10 кОм,

С, =4 нФ.

ПНЧ КР 1108ПП1 содержит вы-

ходной каскад с открытым коллек-

тором, напряжение питания которого подбирается из условия сопряже-

ния с последующими каскадами. Элемент

позволяет управлять работой

выходного каскада, блокируя его. Это позволяет, например, объединить

выходы нескольких ПНЧ одной сигнальной линией. Для преобразования

отрицательных напряжений

можно подать на неинвертирующий вход

усилителя А1, а вход резистора Rj заземлить, однако при этом погреш-

ность преобразования может возрасти в 1,5 — 2 раза.

Микросхему КР1108ПП1 можно использовать как преобразователь

частота — напряжение

(ПЧН).

В этом варианте импульсы входной часто-

ты подаются на запуск входящего в микросхему одновибратора, а выход-

ное напряжение получают пропорциально среднему току Ii, поступающе-

му на вход усилителя А1. Схема включения ПЧН показана на рис. 9.98,

Для согласования входа компаратора А2 с выходом цифровых ТТЛ-схем

на инвертирующий вход компаратора

А2

может

быть

подано напряжение

смещения элементами R

, VDi, VD2.

Для получения хорошей линейности преобразования рекомендуется

выбирать скважность импульсов не менее четырех. Выходное напряже-

ние

ПЧН,

собранного по схеме

рис.

9.97, определяется выражением

|x f.x Uo с

Ri Ij/h.

Сглаживание пульсаций этого напряжения производится конденсато-

ром Ci.

Со схемотехническими решениями ПЧН других типов можно позна-

комиться в [16] и другой специальной литературе.

354

9.6.2. Цифроаналоговые преобразователи

Принцип действия последовательного ЦАП рассмотрим на примере

ЦАП с применением двух схем устройств выборки хранения (УВХ)

(рис. 9.99) с общей обратной связью [50]. Двоичная кодовая комбинация

сигналов

последовательно, начиная с младшего разряда, поступает на

управляющий вход ключа

Ki.

При поступлении на

вход

двоичного сигна-

ла «единица» ключ Ki замыкается и его опорное напряжение

подклю-

чается ко входу первого УВХ (ОУА1). Когда поступает кодовый разряд

«нуль», ключ

остается разомкнутым. ОУ А1 выполняет операцию сум-

мирования сигнала

(когда

К!

замкнут) с сигналом U

j, формируемым

на выходе А2 с коэффициентом передачи 0,5. Для этого необходимо за-

дать соотношение резисторов

RI =

= 0,5R2.

Обработка каждого разряда кода длится в течение двух тактов tn и t

В первом такте замыкается ключ Кг, на выходе ОУ

А1

устанавливается

сигнал

и„ = 0,5[и

+ и

2(И

)],

где

(j_i)—сигнал на выходе

А2,

соответствующий коду разряда

i-1.

Во втором такте К

размыкается

замыкается

ключ К3.

При

на

выходе ОУ А2 устанавливается напряжение

;

= Un.

Если на

вход

ЦАП поступает кодовый разряд

со

значением

то в пер-

вом такте на выходе ОУ

А1

формируется сигнал Un = 0,5U

(;_i), который

на втором такте запомнится на выходе ОУ А2. После окончания цикла

преобразования сигналом U„ открывается ключ К4, с выхода которого

снимается исходный сигнал.

Табл. 9.3 иллюстрирует механизм формирования аналогового сигна-

ла на выходе ОУ А2 для трехразрядного двоичного кода. Анализ первой

строки таблицы показывает, что вес «десятичной единицы» (кода числа

один) падает с ростом разрядности

преобразуемого кода. Можно опре-

делить, что этот вес может быть подсчитан по формуле U(l) = Ц/2", а

Рис. 9.99. Схема ЦАП последовательного действия

12*

355

напряжение на выходе ЦАП

зависимости от поступающего на вход дво-

ичного кода определяется как

U(K) = U(l)K = KUo/2

где К—десятичное обозначение двоичного кода разрядности п, поступа-

ющего на вход ЦАП.

достоинствам последовательных ЦАП относят то, что они не требу-

ют дополнительных схемных решений при работе с последовательными

кодами, например при работе с последовательными портами ЭВМ.

К основным недостаткам ЦАП последовательного действия относят

их низкое быстродействие, поскольку на каждом такте необходимо обес-

печивать временную задержку, связанную с требуемым временем заряда

конденсатора. Например, для схемы рис. 9.99 при постоянной времени

заряда конденсаторов 1мкс и 12-разрядном входном коде время преобра-

зования составляет не менее 0,3мс, поэтому наибольшее распространение

получили параллельные схемы ЦАП.

Таблица 9.3

Формирование аналогового сигнала ЦАП последовательного действия

Десятич-

Двоичный Номер второго такта 4ц

ное код

иие

А1 А2 AI A2 AI A2

1 001

0,5U„ 0,5U„ 0,25U

0,25U

0,125U„ 0,125U„

010 0 0 o,su„

0,5U

0,25U„ 0,25Uo

011

0,5U

0,5U(,

0,75U

0,75Uo 0,375U„ 0.375U,,

100 0 0 0 0

0,5 Uo

0,5U

5 101

0,5U„

0,5Uo

0,25U„ 0,25U„ 0,625U„

0,625U

6 110 0 0

0,5U„ 0,5U„

0,75Uo

ЦАП с суммированием токов реализуется с помощью токового сум-

матора (рис 9.100, а), в котором резисторы для цифровых разрядов выби-

раются исходя из условия

Ri = 2

Ro,

где Ro — сопротивление резистора в цепи, управляемой старшим разря-

дом цифрового кода с разрядностью n; R; — сопротивление резистора,

коммутируемого в цепи i-разряда этого кода. Ключ

коммутирует стар-

ший разряд, S„.i — младший.

Если

соответствующих разрядах цифрового разряда а, код единицы,

то соответствующий ключ Si подключается к источнику эталонного

(опорного) напряжения и ток с соответствующим весовым коэффициен-

356

u„

=KNU„

> K=2~"

1TN.

)

,...,S^

)

. в)

Рис. 9.100. Структуры ЦАП параллельного действия

том попадает на ОУ, где токи от всех разрядов суммируются и преобразу-

ются в выходное напряжение ОУ-и

вых

по соотношению

п-1

BUX

-Icy

Roe

= -

(RocUo

;

2')Л*о 2

i=0

где Roc — сопротивление резистора обратной связи ОУ;

[l, если ключ Sj замкнут на U

;

0, в противном случае.

При большой разрядности ЦАП, построенных по такому принципу,

разница между сопротивлениями резисторов крайних разрядов (младше-

го и старшего) велика, что трудно технически реализовать с требуемой

точностью, особенно в интегральном исполнении, поэтому при построе-

357