Шишлаков В.Ф. Проектирование электронных усилительных устройств систем автоматического управления

Подождите немного. Документ загружается.

Если используется схема с непосредственным соединением усилите-

ля и нагрузки, то каскад способен передавать медленно меняющиеся

сигналы (постоянного тока).

Далее расчетные соотношения приведены применительно к схеме с

двумя источниками питания и непосредственной связью.

1.4. Усилители мощности в ключевом режиме

Для обеспечения высоких энергетических показателей усилителей ис-

пользуется работа транзисторов в режиме переключения (режим класса D).

Типовая схема реверсивного мостового выходного каскада показана

на рис. 1.7. Мостовая схема выходного каскада дает удвоение размаха

выходного напряжения, по сравнению с немостовыми двухтактными

схемами, но пригодная только для работы на нагрузку, которая не требу-

ет связи с общим проводом (например, обмотка управления асинхрон-

ного двигателя или якорная обмотка двигателя постоянного тока). Схе-

ма обеспечивает работу в режимах симметричной, несимметричной,

диагональной и поочередной коммутации. За счет попеременного вклю-

чения пар транзисторов на нагрузке формируется изменяющееся (по

амплитуде, фазе, роду тока) напряжение.

Рис. 1.6

ИП

вх

(+)

(–)

–

Кратко рассмотрим особенности работы транзисторов в этом усили-

теле для случая активно-индуктивной нагрузки.

При симметричной коммутации ключи, находящиеся в разных диаго-

налях, переключаются в противофазе. Полярность напряжения на на-

грузке периодически изменяется с прямой на обратную. Эпюры напря-

жений и токов, соответствующие данному режиму работы схемы,

изображены на рис. 1.8.

На интервале времени T

транзисторы VT

, VT

находятся в откры-

том состоянии, а транзисторы VT

, VT

– в закрытом. При больших вели-

чинах среднего значения тока нагрузки на интервале t

–t

(рис. 1.8, 1-я

эпюра тока), ток возрастает по экспоненте с постоянной времени τ = R

замыкаясь по цепи: U

ИП

– VT

– R

, L

– VT

– U

ИП

. В следующую часть

периода (на интервале времени от t

до t

), когда VT

и VT

закрыты, а VT

и VT

открыты, ток нагрузки спадает по экспоненте с той же постоянной

времени, замыкаясь по цепи: нагрузка – VD

– источник питания – VD

–

нагрузка. Поддержание тока прежнего (положительного в принятой си-

стеме отсчета) направления происходит за счет энергии, запасенной в

предыдущую часть периода в индуктивности нагрузки. При этом про-

исходит возвращение запасенной в индуктивности нагрузки энергии в

питающую сеть, поскольку замыкание тока осуществляется через ис-

точник питания в направлении, противоположном действию напряже-

ния питания.

Рис. 1.7

ИП

При малых величинах среднего значения тока нагрузки (рис.1.8, 2-я

эпюра тока) на интервале времени t

–t

происходящие в схеме процессы

аналогичны рассмотренным выше. К моменту времени t

ток успевает

уменьшиться до нуля, а затем меняет свое направление и под действи-

ем напряжения источника питания нарастает по экспоненте, замыкаясь

по цепи: U

ИП

– VT

– R

, L

– VT

– U

ИП

. В начале следующего периода

при отпирании транзисторов VT

, VT

ток нагрузки на интервале t

–t

поддерживается в прежнем (отрицательном) направлении, замыкаясь

по цепи: нагрузка – D

– источник питания – VD

– нагрузка. Затем

меняет свое направление и нарастает по экспоненте под действием на-

пряжения источника питания, замыкаясь по цепи: U

ИП

– VT

– R

– VT

– U

ИП

При несимметричном законе коммутации переключаются в противо-

фазе транзисторы только одной стойки, один на двух других транзисто-

ров замкнут, а другой – разомкнут. Нагрузка при этом подключается к

источнику питания в один полупериод, а в другой закорачивается. Эпю-

ры напряжений и токов, соответствующие данному режиму работы схе-

мы, изображены на рис. 1.9.

,VT

,VD

н.ср

,VD

,VT

н.ср

,VT

,VD

Рис.1.8

Допустим, что транзистор VT

постоянно открыт; VT

постоянно зак-

рыт, а транзисторы VT

, VT

открываются и закрываются в противофа-

зе. На интервале времени T

транзисторы VT

, VT

находятся в откры-

том состоянии, а транзисторы VT

, VT

– в закрытом. При больших

величинах среднего значения тока нагрузки на интервале t

–t

(рис. 1. 9,

1-я эпюра тока), ток возрастает по экспоненте, замыкаясь по цепи: U

ИП

–

– R

, L

– VT

– U

ИП

. В следующую часть периода (на интервале

времени от t

до t

), когда VT

и VT

закрыты, а VT

и VT

открыты, ток

нагрузки спадает по экспоненте, замыкаясь по цепи: нагрузка – VD

–

– нагрузка.

При малых величинах среднего значения тока нагрузки (рис. 1.9, 2-я

эпюра тока) на интервале времени t

–t

происходящие в схеме процессы

аналогичны рассмотренным выше. К моменту времени t

ток успевает

уменьшиться до нуля, а затем меняет свое направление и нарастает по

экспоненте, замыкаясь по цепи: нагрузка – VT

– VD

– нагрузка.

,VT

,VD

н.ср

,VD

,VT

н.ср

,VD

Рис. 1.9

В начале следующего периода при отпирании транзистора VT

ток на-

грузки на интервале t

–t

поддерживается в прежнем (отрицательном) на-

правлении за счет запасенной энергии, замыкаясь по цепи: нагрузка –

– источник питания – VD

– нагрузка и т. д.

При диагональной коммутации переключаются синфазно транзисто-

ры в одной диагонали, например VT

, VT

. Два других транзистора по-

стоянно разомкнуты (VT

, VT

). Эпюры напряжений и токов, соответ-

ствующие данному режиму работы схемы, изображены на рис. 1.10.

Полагаем, что на интервале времени T

транзисторы VT

, VT

нахо-

дятся в открытом состоянии. При больших величинах среднего значе-

ния тока нагрузки на интервале t

–t

(рис. 1.10, б) ток возрастает по

экспоненте, замыкаясь по цепи: U

ИП

– VT

– R

, L

– VT

– U

ИП

. В следу-

ющую часть периода (на интервале времени от t

до t

), когда все тран-

зисторы закрыты, ток нагрузки, поддерживаемый ЭДС самоиндукции,

спадает по экспоненте, замыкаясь по цепи: нагрузка – VD

– источник

питания – VD

– нагрузка. При этом ток нагрузки в течение всего пери-

ода непрерывен.

Рис. 1.10

н.ср

,VD

,VT

н.ср

,VT

,VD

,VT

,VD

При малых величинах среднего значения тока нагрузки (рис. 1.10, в)

на интервале времени t

–t

происходящие в схеме процессы аналогичны

рассмотренным выше. К моменту времени t

ток успевает уменьшиться

до нуля, и будет оставаться таким до момента отпирания транзисторов

, VT

. Таким образом, при данном режиме коммутации транзисто-

ров ток на отдельных отрезках времени периода коммутации равен нулю

(прерывистый ток).

Недостатком схем с несимметричной коммутацией является нерав-

номерная токовая загрузка транзисторов, что приводит к различным

тепловым потерям. Этот недостаток устраняется в схемах с поочеред-

ной коммутацией, где закорачивание нагрузки производится поочеред-

но верхней и нижней парами транзисторов. Частота импульсов напря-

жения на нагрузке оказывается в два раза выше частоты коммутации

транзисторов, и суммарные потери мощности равномерно распределя-

ются между транзисторами.

К недостаткам режима симметричной коммутации относится повы-

шенный уровень пульсаций тока на нагрузке. В режиме несимметрич-

ной коммутации пульсации уменьшаются, но закорачивание нагрузки

оказывается в ряде случает нежелательным. Тогда возможно примене-

ние диагональной коммутации, при которой нагрузка не закорачивает-

ся, а отключается от сети.

Для исключения инверсных режимов работы транзисторов и созда-

ния цепи протекания тока от ЭДС самоиндукции нагрузки и ее проти-

воЭДС устанавливаются диоды, шунтирующие транзисторы VD

– VD

(см. рис. 1.7).

Ключевой режим используется при релейном управлении или при

ШИМ. При широтно-импульсном управлении током в нагрузке осуще-

ствляется изменением основного параметра модулятора – скважности

импульсов

ШИМ

, где τ

– длительность импульса, Т

ШИМ

– период

ШИМ.

Рассмотрим случай управления с ШИМ на нагрузку постоянного тока

активно-индуктивного характера. Особенностями импульсного режима

управления током являются пульсации тока и дополнительно потери

мощности в нагрузке Р

н.имп

, а также импульсные потери мощности в

коллекторном переходе транзистора во время переключения Р

к.имп

. Мак-

симумы амплитуды пульсации тока ∆i

н.имп

и дополнительных потерь

мощности в нагрузке Р

н.имп

соответствует значению γ = 0,5 и могут

быть приближенно вычислены [2]:

ИП

н.имп

∆α ;

8( )

=⋅

нmax

н.имп

α,

192( )

где T

= L

; f – частота переключений в нагрузке; α – коэффициент,

зависящий от вида коммутации. Так при несимметричной и поочеред-

ной коммутации α = 1, а при симметричной и диагональной – α = 2.

Здесь L

, R

– индуктивность и активное сопротивление нагрузки.

Потери в транзисторах усилителя мощности и ШИМ

фф нвыкл

УМ имп к.имп ИП н

tt qt

РmРUI f

+−

где

+–

фф

– длительности фронтов нарастания и уменьшения тока тран-

зистора в процессе коммутации; q

– коэффициент насыщения транзис-

тора; t

выкл

– время выключения диода, шунтирующего транзистор (или

нагрузку); m – число одновременно переключаемых транзисторов

(m = 2 при несимметричной, диагональной и поочередной коммута-

ции; m = 4 при симметричной коммутации).

Время выключения диода должно быть меньше времени заднего

фронта:

выкл

−

Частота коммутации ключей может быть выбрана из условий ограни-

чения либо P

н.имп

, либо ∆i

н.имп

, либо из условии минимизации суммар-

ных импульсных потерь усилителя и нагрузки P

имп

= P

н.имп

+ P

УМ имп

В последнем случае частота коммутации может быть определена сле-

дующем образом:

ИП н н

опт

фф нвыкл н

1 α/()

48 ( 2 )/

UIR

mt t qt T

+−

Длительность фронтов

+–

фф

,tt

; задержка на включение транзистора

и время рассасывания при включении t

определяется по формулам:

знз

звх pβ

нз

τln1 ; τln ;

qqq



=+ =





нз

ф β ф β

нз

τln ; τln ,

+−





−



где

ββ

τ1/(2π)

, здесь f

– граничная частота транзистора в схеме с

общим эмиттером. При пассивном запирании транзистора q

= 0 и

–

=τ

Если амплитуда пульсации тока ограничена

н.имп доп

∆<∆

, то час-

тота коммутации транзисторов должна удовлетворять неравенству

∆

доп н

α8

∆

где

доп доп н

∆∆

iiI

– допустимое значение относительной амплитуды

пульсаций тока.

Желательно, чтобы частота коммутации, найденная из этого усло-

вия, была меньше оптимальной частоты. При q

= 0 и q

= 2 это соответ-

ствует требованию

β треб

доп н

200 α

∆

Еще одной особенностью ключевого каскада на транзисторах явля-

ется то, что транзисторный ключ открывается быстрее, чем закрывает-

ся, вследствие этого источник питания может быть замкнут в течение

короткого времени на два последовательно соединенных открытых тран-

зистора в одной из стоек каскада. Это вызывает дополнительные поте-

ри мощности в транзисторах из-за импульса сквозного тока, достигаю-

щего i

ск

= βi

б.нас

. Для ограничения импульсов сквозного тока в цепь

источника питания или последовательно с транзисторами можно вклю-

чить индуктивность, либо от схемы управления сигнал на открытие

транзистора должен подаваться с задержкой времени относительно сиг-

нала на закрытие

()()

п зкр откр р ф з ф

τ.

tt tt tt

−+

=− =+−+

При работе ключевого усилителя на якорь двигателя постоянного

тока транзисторы силовых ключей выбираются, как правило, не по рас-

сеиваемой максимальной мощности, а по максимальному току: для не-

реверсивных схем I

нmax

= 0,75I

к.з

и I

н max

= 1,5I

к.з

– для реверсивных схем,

где I

к.з

– максимальный ток через неподвижный якорь. Для двигателей

большой мощности величина максимального тока через якорь ограни-

чивается из соображений коммутации – обычно она не должна превы-

шать I

нmax

= (4…7)I

я.ном

. Схема ключевого усилителя в этом случае до-

полняется устройством ограничения тока на заданном уровне, и силовые

транзисторы выбираются по этому току.

Исходными данными для расчета мостовых усилителей мощности

являются следующие параметры нагрузки: U

нmax

– наибольшее требуемое

напряжение на нагрузке; R

– активное сопротивление нагрузки; L

– ин-

дуктивность нагрузки; I

н.ном

– номинальное значение тока нагрузки; f

–

верхняя граница частоты изменения входного сигнала; ∆i

н.доп

– допустимая

амплитуда пульсации тока в нагрузке.

После выбора схемы и режима коммутации транзисторов определя-

ется напряжение источника питания

()

ИП нmax кэ.нас в н н

UU U U fLI

≥+ ++

Затем формируются требования для выбора транзисторов и диодов с

учетом их частотных свойств

кmax ИП

≥

кmax н

;

≥

β треб

;

ff≥

выкл β

≤

С использованием паспортных данных выбранных транзисторов оп-

ределяются числовые значения t

+–

фф

,tt

, t

При расчете площади теплоотвода и выборе числа параллельно со-

единенных транзисторов должны быть учтены общие потери в транзис-

торном ключе

{}

к max к имп к.откр к.закр

max , ,

P РPР

где

фф нвыкл

к.откр кэ.нас н к.имп ИП н к

; ;

tt qt

PUIРUI f

+−

== ⋅

к.закр

= U

ИП

к.закр

; U

кэ.нас

– падение напряжения на насыщенном транзисторе;

к.закр

– ток закрытого ключа, предварительно можно принять I

к.закр

= (2…3) I

к.б 0

; f

= f, при других видах коммутации – f = max{ f

опт

, f∆i}.

В заключение расчета определяется величина сопротивления резис-

тора R