Пронин М.В., Воронцов А.Г., Калачиков П.Н., Емельянов А.П. Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

Подождите немного. Документ загружается.

Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

Фактический действующий ток трехфазной нагрузки определяется в процессе расчета

мгновенных значений переменных:

()

⎭

⎬

⎫

∆

−+=

= ,,,

BABB

iii

(5.1.13)

где A и B – промежуточные переменные, T

– постоянная времени апериодического фильтра.

В выражениях (5.1.13) вторая формула описывает цифрову

рацию

ю апериодическую фильт-

−+=<

,)(,

iiyфzyiyiymxmy

KtIIUUтоUUесли (5.1.14)

где U

их составляющих на-

пряжен

квадрата действующего тока, которая была бы не нужна в случае синусоидальных то-

ков, но в данном случае необходима, так как токи фаз искажены.

При заданной величине действующего тока нагрузки, равной I

, работу пропорцио-

нально-интегрального регулятора тока можно описать следующими выражениями:

−+=

)(

ioфzyimy

KIIUU

⎪

⎭

ymxmy

UUиначе

⎪

⎬

⎫

∆

и U

ymx

– амплитуда основной гармонической составляющей напряжения управления

и ее предельно допустимое заданное значение, K

– коэффициент в обратной связи по инте-

гралу отклонения тока от заданного значения, K

– коэффициент в обратной связи по откло-

нению тока от заданного значения.

В выражениях (5.1.14) переменная U

y1m

является промежуточной и введена она для

того, чтобы устранить нелинейность, которая имеется в системе при работе в режиме пере-

модуляции. В этом режиме работы АИН нарушается пропорциональность амплитуды напря-

жения управления и действующего напряжения основных гармоническ

ия нагрузки. Для линеаризации системы амплитуду напряжения управления U

ymax

можно определить следующими приближенными выражениями:

⎪

⎭

⎪

⎫

,,1

1max1 myymy

UUтоUесли

⎬

−

= .

1max

myy

UUиначе

(5.1.15)

В выражении (5.1.15) максимальная величина основной гармонической составляющей

напряжения управления должна быть ограничена величиной 1,273 о.е. или меньшей величи-

ной.

При указанном определении опорных напряжений и напряжений управления состоя-

ния ключей моста определяются выражениями (определяются состояния всех 6 плеч моста):

(5.1.16)

где n – номер фазы, K

– функции состояния ключевых элементов в плече.

По представленному описанию двухуровневого АИН разработана программа расчета

на ЭВМ электромагнитных процессов.

Один из расчетов выполнен при следующих параметрах: продолжительность рассчи-

тываемого интервала времени 2 с, начало записи результатов в файл 1,975 с, шаг расчета

∆t=1 мкc, шаг записи результатов в файл 5 мкc, u

=1000 В, l

=0,5 мГн, r

=0,01 Ом,

с=2000 мкФ, r

=0,01 Ом, l

=1 мГн, r

=1 Ом, ω

=314,1 рад./c, f

оп

=2000 Гц, I

=250 А, K

=0,05,

=0,005. Расчет выполнен для режима синусоидальной ШИМ. Результаты представлены на

рис.

5.1.7 в виде диаграммы мгновенных значений переменных в установившемся ежиме и в

та

рис

значения переменных

Из та

сса – часто-

та наибольши рямленного конденса-

тора 4000 Гц, напряж яжениях

⎭

⎬

⎫

==>

,1,0

,0,1,

inin

ininопyn

KKиначе

KKтоuuесли

блице

5.1.1 в виде интегральных характеристик рассматриваемого режима работы. Н

5.1.7 линейное напряжение u

равно разности фазных напряжений u

-u

. Остальные обо

приняты такими же, как на схеме рис.

5.1.3.

блицы

5.1.1 видна характерная особенность рассматриваемого проце

х высших гармонических составляющих вып тока и тока

ен то есть равна удвоенной частоте пилообразного ия. В напр

121

Пронин М. В., Воронцов А. Г., Калачиков П. Н., Емельянов А. П.

нагрузки с ча ю н вляющие

наиболее знач 0 Г 0=4050 Гц

стотой ых составляосновн щих 50 е гармоГц высши

ц и 4000+5

ические соста

ительны на частотах 4000-50=395 .

Рис.5.1.7 Напряж ки двухуровн синусо М

Таблица 5 ьтаты анали апряжений

Ток источн янного напр

ения и то евого АИН при идальной ШИ

.1.1 Резул за токов и н рис.5.1.7

ика посто яжения, А 188.265

Вхо а, дное напряжение инвертор В 998.093

Напряжение управления, о.е. 0.525

Частоты гарм

Действую ния

0.524 -94.4008

оник, Гц щие значе Фазы, гр.

Ток в транзисторе, А

Максимальное значение

158.449

377.077

Ток в обратном диоде, А

Максимальное значение

78.887

365.269

Ток в конденсаторе, А 156.099

Входной ток инвертора, А 188.233

Частоты

5850

088

5243

-42.0839

гармоник, Гц

1850

Действующие значения

33.707

Фазы, гр

116.28

2150

4000

37.671

121.595

25.459

54.

-89.

Напряжение линейное инвертора, В 638.482

Частоты гармоник, Гц

1900

2100

3950

4050

5800

5900

Действующие значения

453.387

112.886

122.740

210.595

203.536

51.869

122.761

Фазы, гр.

-64.4153

-50.7811

-127.9896

66.7345

117.5479

-100.6399

132.6780

Выходное напряжение 1 фазы инвертора, В 368.743

астоты

2100

71.381

Фазы, гр.

-94.4387

-80.8313

-98.2384

гармоник, Гц

1900

Действующие значения

261.549

65.091

3950

4050

5800

5900

121.461

117.812

30.229

69.820

97.1903

88.1936

-73.2062

102.4894

Выходной ток 1 фазы инвертора, А 250.065

Частоты гармоник, Гц

Действующие значения

249.833

Фазы, гр.

-111.8915

122

Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

Результат расчета установившегося режима работы при заданном действующем токе

нагрузки 380 А представлен на рис.5.1.8 (АИН работает в режиме перемодуляции).

Рис.5.1.8 Напряжения и токи трехфазного двухуровневого

АИН при работе в режиме перемодуляции

Из представленных расчетов видно, что для двухуровневого АИН характерны значи-

тельные пульсации напряжения на стороне трехфазной нагрузки. Они существуют на повы-

шенных частотах, определяемых частотой пилообразного напряжения. При работе инверто-

ров с перемодуляцией выходные напряжения имеют трапецеидальную форму и в них при-

сутствуют высшие основной частоте

гармонические составляющие, частота которых кратна

В режиме синусоидальной ШИМ действующее значение основной составляющей

фазного напряжения нагрузки определяется с известной формулой [8]:

rcmфн

UKU =

где U

(5.1.17)

– среднее значение выпрямленного напряжения, K

– коэффициент модуляции

(0<K

<1, если K

=1, то

rcфн

UU 35,0≈ ).

В режиме фазной коммутации действующее фазное напряжение нагрузки определяет-

ся другим известным соотношением:

.45,0

rcrcфн

UUU ≈

= (5.1.18)

§ 5.2 Многотактный транзисторный инвертор с LC-фильтром

выходного напряжения

Двухуровневый трехфазный транзисторный инвертор, описанный в § 5.1, создает на

выходе систему напряжений, в которой весьма значительно содержание гармонических со-

ставляющих повышенной частоты. Во многих режимах работы инвертора действующее зна-

чение неосновных составляющих напряжений превосходит действующее значение основных

составляющих. Поэтому в ряде случаев целесообразно применение фильтров на выходе ин-

верторов [76], применение многоуровнев

позволяющих значительно улучшить гарм

ых [76] и

многотактных [39] схем преобразования,

онический состав напряжений и токов нагрузки.

123

Пронин М. В., Воронцов А. Г., Калачиков П. Н., Емельянов А. П.

На рис.5.2.1 изображена схема многотактного трехфазного инвертора, в которой не-

сколько транзисторных однотактных инверторов (в данном случае два инвертора), питаю-

щихся от общего источника постоянного напряжения, включены параллельно через фазные

дроссе

подклю

указан

ли и питают общую активно-индуктивную нагрузку. К точкам подключения нагрузки

чена также трехфазная конденсаторная батарея. В дросселях и конденсаторах, как

на рис.5.2.1, учитываются активные сопротивления.

ki12 ki22 ki3

idi2

u12

i12

rdr

ldr

u22

i32

i22

u21

u31

i31

ki11

idi1

u11

ki21

i21

i11

ki31

ldr

rdr

iн1

iн2

iн3

lн

rн

rcf

rн

lн

rн

lн

icf2

icf1

rcf

icf3

rcf

Рис.5.2.1 Схема с многотактным тра

напряжения с LC-фильт

ия различных мостов взаимно сдвинуты

по фазе на угол, рав

тов. Соответственно

также

ит взаимная компенсация ряда гармониче-

ских составляющих выходное напряжение изменяется ступе-

нями. Чем больше параллельно включенных мостов, тем меньше ступени изменения выход-

ного напряжения, тем они чаще следуют друг за другом

грузки к синусоиде. Еще более улучшается качество вы

нии конденсаторных батарей на выходе инверторов, изображенных на рис.

5.2.1.

При построении математической модели системы с многотактным инвертором и LC-

фильтр оторые указаны на рис.

5.2.1.

В частности, учитываются ЭДС источника постоя

точника l

. Ток источника i

. Во входном конденса

1, 2). В

ивные сопр

cfn

, токи выходных емкостей i (n=1, 2,

ния фа

При математическом описании исходно

ния за ветствии с (5.1.1). Затем этот ис-

точник переносится в ветвь источника

Со стороны трехфазног

ляется , ветви с емкостями

и активными со-

против ами напряжения:

нзисторным инвертором

ром на выходе

Каждый параллельно включенный инвертор работает в режиме ШИМ, как описано в

§ 5.1. Но при этом пилообразные опорные напряжен

ный отношению 2π (на частоте опорных напряжений) к количеству мос-

сдвигаются по фазе пульсации входных и выходных токов мостов, а

выходных напряжений.

При этом происход

мостов. В описанной системе

, и тем ближе форма напряжения на-

ходного

напряжения при использова-

ом выходного напряжения учитываются те параметры, к

нного напряжения u

, индуктивность ис-

торном фильтре постоянного напряжения

учитывается емкость с и активное сопротивление r

. Емкость имеет ток i

, напряжение u

Напряжение конденсатора u

. В инверторных мостах входные токи i

di1

и i

di2

, фазные токи i

фазные напряжения u

(n=1, 2, 3, m= фазных дросселях учитываются активные со-

противления r

и индуктивности l

. В конденсаторных фильтрах на выходе преобразователя

учитываются емкости c

и акт отивления r

. Напряжения на выходных емкостях

3). В нагрузке учитываются активные сопротивле-

cfn

з r

и индуктивности l

. Нагрузка имеет фазные напряжения u

нn

и фазные токи i

нn

й схемы ветвь фильтра постоянного напряже-

меняется зависимым источником напряжения в соот

питания и в ветви входных токов мостов.

о конденсаторного фильтра на выходе инверторов осуществ-

аналогичное преобразование схемы. В частности

лениями заменяются зависимыми источник

124

Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

= .3,2,1, n

cfn

(5.2.1)

∆

+= , iruu

cfcfnнn

cfn

cfncfn

ных преобразований исходная схема рис.

5.1.1

распад мы, изображенные на рис.

5.2.2.

Далее зависимые источники напряжения u

нn

переносятся в фазы транзисторных мос-

тов и в фазы нагрузки. В результате указан

ается на взаимосвязанные подсхе

ki12 ki22 ki3

i12

rdr

ldr

idi2

u12

u22

u32

i22

i32

u21

u31

i31

ki11

idi1

u11

ki21

i21

i11

ki31

ldr

rdr

iн1

iн2

iн3

lн

rн

rcf

rн

lн

rн

lн

icf1

icf2

rcf

icf3

rcf

uн1

uн2

uн3

н2

н1

uн2

uн3

uн1

urc

Рис.5.2.2 Разделение на части схемы с многотактным

транзисторным инвертором напряжения с LC-фильтром

Одна из подсхем рис.5.2.2, содержащая транзисторные мосты, преобразуется далее

путем переноса зависимых источников u

в плечи мостов. При этом

подсхема изменяется,

как изображено на рис.

5.2.3.

urc

u11

urc

u21

urc

u31

uн2

uн1

uн3

uн2

uн1

rdr

i12

i22

i32

ldr

rdr

i11

i31

i21

ldr

urc

u32

u22

u12

rdr

ldr

rdr

ki11

ki21

rdr

ldr

ki31

ki12

rdr

ldr

ki22

ldr

ki32

Рис.5.2.3 Преобразование вентильной подсхемы

125

Пронин М. В., Воронцов А. Г., Калачиков П. Н., Емельянов А. П.

В подсхеме рис.5.2.3 на каждом шаге расчета источники u

, транзисторы и диоды

преобразуются в зависимые источники u

.2,1,3,2,1,

== mnuku

rcinmnm

(5.2.2)

В ЭДС фаз, определенных выражениями (5.2.2), присутствуют составляющие нулевой

последовательности. Для упрощения последую определения токов составляющие нуле-

вой последовательности удаляются из фазных напряжений:

щего

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

⎟

⎞

⎜

⎛

+++++

−= ,

322212312111

kkkkkk

iiiiii

===

⎠⎝

.2,1,3,2,1,

mneu

nmnm

rcinmnm

(5.2.3)

Ура .3): внения для определения токов фаз инверторных мостов с учетом (5.2

.2,1,3,2,1, =

−−

= n

uiru

нnnmdrnmnm

(5.2.4)

То яются из следующих уравнени

лки в фазах нагрузки опреде й:

.3,2,1, == n

нnннnнn

− iru

(5.2.5)

То фильтра и их производные: ки трехфазного емкостного

⎭

⎬

⎫

=−+=−+= ,1,,

niiii

dtdtdtt

нnnncfn

.3,2

(5.2.6)

То

dididi

нnnn

cfn

ки в плечах транзисторных мостов:

}

.2,1,3,2,1,)1(,

)3(

−

kiik

inmmninminm

mn ii

nminm

(5.2.7)

Мгновенн ния токов i

tnm

во вс рах и то обратных

диодах определяют ующими условиями

.2,1,3,2,1

,,0

iиначе

iiоiесли

inmtnm

inmtnminm

(5.2.8)

Вх стов и преобразователя в цел

ые значе

ех транзисто ков i во всех

dnm

ся след :

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

−= ii

= ,0i

,0 т

dnm

одные токи транзисторных мо ом:

}

23222 diii

iiii,

12221111 idiii

iiiii

1didi31idi

+ (5.2.9)

Ток источника ания определяется из о уравнен

=++=

пит следующег ия:

kkrckk

iruu

di −−

= . (5.2.10)

Ток конденсаторной

5.2.1

ния напряжений управления

разные описываются следующими формулами:

батареи:

dikc

iii −= . (5.2.11)

Переключения транзисторов в схеме рис.

осуществляются в результате сравне-

с пилообразными опорными напряжениями. При этом пилооб-

напряжения

⎪

⎭

⎪

⎬

−τ=

+τ=τ−<τ

−τ=τ

−τ=

,14

,1,

,14

222

опоп

опопоп

опоп

тоесли

(5.2.12)

где f

⎪

⎫

−τ=τ>τ

∆⋅+=τ

,1,

111

опопоп

то

если

оп

– частота опорного напряжения в Гц, τ

оп1

и τ

оп2

– промежуточные переменные, ∆t –

шаг расчета в с, M – количество параллельно включенных мостов (в данном случае M=2).

В модели системы учтена также работа системы регулирования тока нагрузки.

126

Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

При регулировании определяются фактические действующие значения трехфазных

систем токов каждого транзисторного моста в соответствии с выражениями:

()

⎭

ивается

напряже

транзисторном мосте под-

держива

⎬

⎫

∆

−+=

= ,2,1,,,

mBI

BABB

iii

mфm

mmmm

mmm

(5.2.13)

где A

и B

– промежуточные переменные, T

– постоянная времени фильтра.

В каждом транзисторном мосте заданный действующий фазный ток поддерж

пропорц ет амплитуду трехфазныхионально-интегральным регулятором, который формиру

ждом

ний управления. При заданном токе нагрузки I

в ка

ется ток 0,5I

. Работа регуляторов тока описывается следующими выражениями:

⎪

⎭

==<

,2,1,,

mUUтоUUесли

ymnyinymnmmy

где U

⎪

⎠

⎝

UUтоUUесли

ymxyinymxmmy

⎪

⎬

∆

⎟

⎞

⎜

⎛

−+=<<

KtI

UUтоUUUли

iiyфm

yimyimymxmmyymn

⎪

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−+=

ес

ioфm

yimmmy

(5.2.14)

ymax

преде-

лить в соответствии с выражениями (5.1.15).

При указанном определении опорных напряжений и напряжений управления состоя-

ния ключей двух мостов формируются в соответствии с условиями:

(5.2.15)

где n – номер фазы (n=1,2,3), K

inm

– функции состояния ключевых элементов плече (m=1,2).

Следуе ечить равно-

мерное

⎫

y1mm

, U

ymn

, U

ymx

– амплитуда и предельные значения основной гармонической состав-

ляющей напряжения управления, K

и K

– коэффициенты в обратных связях по интегралу

отклонения и по отклонению тока от заданного значения.

В выражениях (5.2.14) переменная U

y1mm

является промежуточной и введена для того,

чтобы устранить нелинейность, которая имеется в системе при работе в режиме перемодуля-

ции. В этом режиме работы нарушается пропорциональность амплитуды напряжения управ-

ления и действующего напряжения основных гармонических составляющих напряжения на-

грузки. Для линеаризации системы амплитуду напряжения управления U

можно о

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

==>

,1,0

,0,1,

)3(

mniinm

mniinmопmynm

KKиначе

KKтоuuесли

т отметить, что описанная система управления позволяет обесп

распределение токов нагрузки между инверторными мостами.

По представленному описанию многотактного двухуровневого инвертора напряжения

разработана программа расчета на ЭВМ электромагнитных процессов. В программе количе-

ство параллельно включенных транзисторных мостов задается в исходных данных.

В качестве

примера ниже представлены результаты расчетов по указанной программе

установившегося режима работы системы при следующих исходных данных. Напряжение

источника питания 320 В, индуктивность дросселя в цепи источника питания 0,0001 Гн, ем-

кость конденсатора фильтра постоянного напряжения 0,005 Ф, индуктивность дросселей в

фазах на выходе инверторов 0,00007 Гн, емкость конденсаторов на выходе инверторов

0,0006 Ф, активные сопротивления

в фазах с конденсаторами 0,26 Ом, линейное напряжение

нагрузки 180 В, мощность нагрузки 226 кВт, коэффициент мощности нагрузки 0,7895, часто-

та напряжения нагрузки 11,5 Гц. Частота широтно-импульсной модуляции 2500 Гц.

При выполнении расчета заданная амплитуда основной гармонической составляющей

напряжения управления принята равной 0,952 о.е. При этом в напряжения управления введе-

ны составляющие тройной частоты, амплитуда которых

составляет 13 % от амплитуды со-

ставляющих основной частоты.

Результаты расчета представлены на рис.

5.2.4 и в таблице 5.2.1.

127

Пронин М. В., Воронцов А. Г., Калачиков П. Н., Емельянов А. П.

Рис.5.2.4 Токи и напряжения в системе с двухтактным инвертором и LC-фильтром

Таблица 5.2.1 Результаты анализа токов и напряжений рис.5.2.4

Ток источника постоянного напряжения, А 355.774

Напряжение входного конденсатора, В

Ток входного конденсатора, А

319.648

177.157

Напряжение управления 1 инвертора, о.е.

Максимальное значение

Минимальное значение

0.675

0.828

-0.829

Напряжение фазное инвертора, В 136.709

Коэффициент искажения синусоидальности кривой 0.5694

Частоты гармоник, Гц

11.50

Действующие значения

112.380

Фазы, гр.

-33.2282

Ток фазы инвертора, А

Коэффициент искажения синусоидальности кривой

226.847

0.1682

Частоты гармоник, Гц

11.50

Действующие значения

223.612

Фазы, гр.

-72.5104

Ток фазы фильтра выходного напряжения, А 39.927

Напряжение фазы нагрузки, В

Коэффициент искажения синусоидальности кривой

106.719

0.09863

астоты гармоник, Гц

11.50

Действующие значения

106.199

Фазы, гр.

4979.50

4991.00

5002.50

5014.00

2.392

5.967

2.981

118.0863

-79.7153

-118.0860

5.574

-33.7661

35.5271

Ток фазы нагрузки, А

Коэффициент искажения синусоидальности кривой

451.478

0.01012

Частоты гармоник, Гц

11.50

Действующие значения

451.455

Фазы, гр.

-72.6698

§ 5.3 Двухуровневый транзисторный преобразователь частоты

со звеном постоянного тока

Во многих промышленных электроустановках, а также в электроприводах небольшой

и средней мощности, в которых не требуется рекуперация энергии, широкое применение на-

ходят преобразователи частоты с трехфазными диодными выпрямителями и двухуровневыми

инверторами напряжения [19], [33], [76]. Такие преобразователи работают со сравнительно

высоким коэффициентом мощности, потребляемой из сети (0,96-0,99). При этом 6-пульсные

выпрямители искажают напряжения сети существенно

меньше, чем 6-пульсные выпрямители

на однооперационных тиристорах.

Одна из возможных схем с преобразователем частоты с диодным выпрямителем и

двухуровневым транзисторным инвертором представлена на рис.

5.3.1.

128

Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

uv1

uv2

uv3

ld idi

ki3ki2ki1

ii3ii2ii1

ii6ii5ii4

rн

lн

СУ

ИУ

is1

is2

is3

es1

es2

es3

ПИ-регулятор Us

Esm

usn

us1

us2

us3

lдр

rдр

lдр

rдр

urc

Рис.5.3.1 Схема с преобразователем частоты с диодным

выпрямителем и двухуровневым транзисторным инвертором

В соответствии с рис.5.3.1 питание преобразователя частоты осуществляется от трех-

фазного источника напряжения, который содержит фазные ЭДС e

(n = 1, 2, 3) и фазные ин-

дуктивности l

. Фазы имеют напряжения u

, в фазах протекают токи i

. Поскольку при вы-

полнении расчетов заданным параметром является обычно действующее напряжение сети U

в схеме изображен также пропорционально-интегральный регулятор действующего напря-

жения. На вход этого регулятора поступают сигналы по мгновенным значениям напряжений

сети. На выходе регулятора формируется амплитуда фазных ЭДС питающей сети.

В рассматриваемой схеме на входе выпрямителя изображены фазные дроссели

с индуктивностью

изобра-

жен сглаживающ

ием r

Фазные дроссели предназначены для ограничения токов короткого замыкани при

пробое диодов) и для уменьшения искажений напряжения питающей сети. При их использо-

вании сглаживающий дроссель во многих случаях может быть исключен. К недостаткам

применения фазных дросселей следует отнести то, что падение напряжения на них приводит

к сниж напряжения

нагрузки.

осселя не приводит с существенному снижению

выходного напряжения частоты. В то же время сглаживающий дроссель по-

зволяет ограничить пульсации выпрямленного тока д я и практически

исключить проникновение в питающую сеть высокочаст их составляющих

токов и напряжений, обусловленных работой инвертора в режиме ШИМ. По этим причинам

чаще используются

схемы без фазных дросселе , но со сглаживающими дросселями.

В схеме ри

дроссель для уни-

версальности математической модели. В диодном выпрямителе вентили рассматриваются

как иде

лаживающего

дросселя) подключен конденсатор, имеющий емко

денсаторе протекает ток i

. Емкость имеет напряже

элементы в плечах

инверторного моста (транзисторы и обратные диоды) описываются ф

которые принимают значение 1, если плечо открыто, и значение 0, если плечо закрыто. На-

грузка

также

др

и активным сопротивлением фаз r

др

. На выход выпрямителя

ий дроссель с индуктивностью l

и активным сопротивлен

я (

ению выпрямленного напряжения и

Использование сглаживающего др

преобразователя

иодного выпрямител

отных гармоническ

с.

5.3.1 изображены фазные дроссели и сглаживающий

альные ключевые элементы. Напряжения фаз диодного моста u

, выпрямленный ток

, выпрямленное напряжение u

. К цепи выпрямленного напряжения (после сг

сть c и активное сопротивление r

. В кон-

ние u

, напряжение на конденсаторе равно

. К цепи выпрямленного напряжения подключен защитный резистор r

через транзистор k

В нем протекает ток i

. Транзисторный инвертор преобразует входной ток i

в фазные токи

нагрузки i

(n = 1, 2, 3), а напряжение конденсатора u

– в напряжения нагрузки u . В плечах

транзисторного моста протекают токи i

(n = 1, 2, 3, 4, 5, 6). Ключевые

ункциями k

(n=1, 2, 3),

преобразователя частоты активно-индуктивная. В ней учитываются индуктивности l

и активные сопротивления фаз r

При математическом описании схемы рис.

5.3.1 осуществляется замена конденсатора

зависимым источником напряжения в соответствии с выражениями (5.1.1). Затем осуществ-

129

Пронин М. В., Воронцов А. Г., Калачиков П. Н., Емельянов А. П.

ляется перенос этого источника в другие ветви схемы: в ветвь выпрямленного

сторного инвертора, в цепь защитного резистора и в ветвь сглаживающего я.

ехфаз ый выпрямитель преоб-

разуют

В результате указанных преобразований исходной схемы

мы, изо

тока транзи-

дроссел

Кроме того, тр ная обмотка источника питания и диодн

ся в звено выпрямленного тока с зависимыми элементами e

, l

, k

, как описано в § 4.1.

она распадается на подсхе-

браженные на рис.

5.3.2.

idi

ii6ii5ii4

ki2 ki3

ii3

ki1

ii2

ii1

rн

lн

lэ

e э

kэ

urc

uv1

is1

es2

ls+lдр

rдр

uv2

uv3

is2

is3

es3

rдр

Рис.5.3.2 Подсхемы системы с преобразователем ч

с диодным выпрямителем и двухуровневым транзисторным инвертором

источниками напряжения e

и тока i

, i

, а так

Математическое

телем п

описание с д ух автономным трехфазным тран-

зисторным инвертором напряжения приведено в § 5.1.

Ток в подсхеме со сглаживающим дросселем оп

астоты

Подсхемы рис.5.3.2 связаны друг с другом зависимыми

же зависимыми элементами l

и k

описание подсхемы с мостовым диодным (тиристорным) выпрями-

риведено в § 4.1.

Математическое подсхемы в уровневым

ределяется из следующих выражений:

⎪

⎭

⎪

⎬

,,1

dэ

iиначе

lldt

тоkесли

(5.3.1)

Ток в цепи защиты от перенапряжений:

⎫

−−

ddrcэd

iruedi

если u

ki = ,

где k

=1,

rc z rc

находится в допустимых грани-

цах.

Ток конденсаторной батареи:

(5.3.3)

Особенности системы управления АИН описаны в § 5.1. Следует отметить, что сис-

тема управления содержит регулятор действующего тока нагр

амплитуду напряжений управления инвертора. Определение действующего тока нагрузки и

работа (5.1.13)-(5.1.15).

атематического описания разработана программа

расчета электромагнитных процессов в

е-

го напряжение вторичной обмотки 380 В, номинальную частоту 50 Гц и

напряжение корот-

кого замыкания 5,8 %. При этом индуктивности рассеяния фаз трансформатора равны

0,0666 мГн. Нагрузка преобразователя имеет мощность 250 кВт при коэффициенте мощности

0,8. Номинальное напряжение нагрузки 380 В, номинальная частота 50 Гц. В действующей

(5.3.2)

превысило уставку защиты, и k =0, если u

dizdc

iiii −−= .

узки, который воздействует на

регулятора описываются выражениями

При использовании указанного м

схеме преобразования частоты

рис.5.3.1.

По указанной программе выполнен расчет электромагнитных процессов в системе с

преобразователем частоты ТПЧ-250-380 мощностью 250 кВт для привода насоса (разработка

выполнялась в ФГУП ЦНИИСЭТ при участии авторов – Пронина М. В. и Воронцова А. Г.).

Питание преобразователя осуществляется от трансформатора мощностью 400 кВА, имеющ

130