Пронин М.В., Воронцов А.Г., Калачиков П.Н., Емельянов А.П. Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

Подождите немного. Документ загружается.

Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

Рис.5.5.3 Формирование импульсов управления транзисторов 1, 2 и 3 выпрямителей

При математическом ется на подсхемы по пото-

ку взаимной индукции между обмотками трансформатора. Первичная обмотка представляет-

ся во вторичных обмотках зависимыми источниками напряжения, а вторичные обмотки

представляются в первичной обмотке зависимыми источниками тока. Другое преобразование

основывается на замене конденсаторов зависимыми источниками напряжения. Зависимые

источники напряжения u

rcm

переносятся в цепи выпрямленных токов выпрямительных и ин-

верторных мостов и в цепи защиты от перенапряжений. В результате указанных преобразо-

ваний с

емы, изображенные на рис.5.5.4-5.5.7.

описании схемы рис.5.5.1 она разделя

хемы рис.

5.5.1 выделяются подсх

es1

ls+lt1

es2 es3

is2is1 is3

ls+lt1 ls+lt1

urc1

lt2

kv2

kv1

urc2

kv4

lt2

kv3

urc3

kv6

lt2

kv5

urc4

kv8

lt2

kv7

urc5

kv10

lt2

kv9

urc6

kv12

lt2

kv11

urc7

kv14

kv13

lt2

urc8

kv16

lt2

kv15

urc9

kv18

lt2

kv17

Ри одсхем сфо и в елс.5.5.4 П ы тран рматора ыпрямит ей

141

Пронин М. В., Воронцов А. Г., Калачиков П. Н., Емельянов А. П.

urcm

kzm

izm

m=1, 2,.. 9

icm

rcm

m=1, 2,.. 9

Рис.5.5.6 Подсхемы

с конденсаторами

Рис.5.5.5 Подсхемы цепей защиты

от перенапряжений

lн

rн

lн

rн

н1

iн2

н1

uн2

lн

rн

iн3

uн3

urc1

urc2 urc3

urc1

i2 ki3

urc2

ki4

urc3

ki5ki6

urc5urc4 urc6

ki7

urc4

ki8

urc5

ki9ki10

urc6

ki11ki12

urc8urc7

ki13

urc7

ki14 ki15

urc8

urc9

ki16 ki17

urc9

ki18

Рис.5.5.7 Подсхема с транзисторными инверторами

В подсхеме с трехфазным источником питания рис.5.5.4 напряжения фаз первичной

обмотки трансформатора u

и ЭДС фаз e

определяются следующим образом:

()

⎭

dtdt

где l

– индуктивность рассеяния первичной обмотки трансформатора, номер фазы n=1, 2, 3.

⎬

⎫

+−=−= ,,

llee

leu

tssntn

ssnsn

(5.5.1)

ЭДС фаз вторичных обмоток трансформатора определяются в соответствии с вектор-

ой диаграммой рис.

5.5.2 и коэффициентом трансформации K

тр

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

========= .,,

987

654

321

тр

eee

(5.5.2)

При использовании ЭДС, определенных выражениями (5.5.1)-(5.5.2), вычисляются

производные токов фаз в подсхемах с однофазными мостовыми выпрямителями рис.

5.5.4

(математическое описание этих подсхем приведено ниже). После выполнения этой операции

определяются производные токов в фазах питающей сети:

⎭

⎬

⎫

++=++=++= .,,

987365

sss

(5.5.3)

Аналогично (5.5.3) определяются токи в фазах сети:

}

.,,

987365423211

iiiiiiiiiiii

sss

++=++= (5.5.4)

Производные токов фаз в подсхемах выпрямителей рис.

5.5.4:

()

ldt

−= (5.5.5)

где e

– ЭДС по формулам (5.5.2), u – напряжения выпрямителей, определенные ниже

(m=1,2 9

,… ), l

– индуктивность рассеяния вторичных обмоток трансформатора.

В уравнениях (5.5.5) переменные u

определяются в зависимости от функций состоя-

ния транзисторов выпрямителей (k

=0 или k

=1, m=1, 2,..18):

142

Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

()

(

)

(

)

() ( ) ( )

() () ()

⎪

−=−= .,

171899151688 vvrcvvrc

kkuukkuu

Выпрямленные токи транзисторных выпрямителей:

⎭

⎪

⎬

⎫

−=

−=−=−=

,,,

131477

111266910557844

563334221211

vvrc

vvrcvvrcvvrc

kkuu

kkuukkuukkuu

(5.5.6)

()

(

)

(

)

() ( ) (

() () (

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

−=−=−=

.,,

,,,

181799161588141377

121166109558744

653343222111

vvdvvdvvd

kkiikkiikkii

)

(5.5.7)

Токи в подсхемах с защитными резисторами рис.

5.5.7:

rcm

zmzm

ki = (5.5.8)

Напряжения фаз нагрузки определяются из рис.

5.5.7:

()()

(

)

()( )( )

()()()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

−+−+−=

1211610958742

6534322111

rcн

iirciirciircн

kkukkukkuu

(5.5.9)

В напряжениях фаз нагрузки (5.5.9) содержатся гармонические составляющие нуле-

вой последовательно зки, со-

ставляющие нулевой

−+−+− .

18179161581413 iirciircii

kkukkukk

сти. Чтобы упростить выражения для определения токов нагру

последовательности из напряжений фаз можно удалить:

⎭

⎬

⎫

−=

= .,

321

0 ннnнn

ннн

uuu

(5.5.10)

Токи в фазах нагрузки определяются из уравнений:

ннnнnнn

riu

di −

= (5.5.11)

Входные токи транзисторных инверторов:

()

(

)

(

)

() ( ) (

() () (

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

−=−=−=

.,,

,,,

181739161538141337

121126109258724

651343122111

iiнdiiiнdiiiнdi

kkiikkiikkii

)

(5.5.12)

Токи в конденсаторах (рис.

5.5.7):

1,2,...9.m,

dim

−

−= iiii

(5.5.13)

П -

ствии с

zmdmm

ереключения транзисторов в однофазных выпрямителях осуществляются в соответ

рис.

5.5.3. При этом максимальное и минимальное значения опорных напряжений +1

и –1. При заданной частоте широтно-импульсной модуляции f

оп

и заданном шаге расчета ∆t

мгновенные значения трех опорных напряжений формируются по следующему алгоритму:

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

−τ=−τ=−τ=

+τ=τ−<τ−τ=τ

−τ=τ>τ∆+τ=τ

.14,14,14

,1,

332211

33323

22212

11111

опопvопопvопопv

опопопопоп

опопопопопоп

uuu

тоесли

тоеслиtf

(5.5.14)

При регулировании выпрямленных напряжений в каждом однофазном выпрямителе

тветствии с выражениями:

осуществляется сравнение фактического выпрямленного напряжения u

rcm

с заданной величи-

ной U

, и с помощью пропорционально-интегрального регулятора для данного выпрямителя

формируется заданная амплитуда фазного тока сети I

в соо

zmm

143

Пронин М. В., Воронцов А. Г., Калачиков П. Н., Емельянов А. П.

⎪

⎭

⎪

⎬

∆−+=<

,)(,

max

zzmm

uiyvrcmzzimzimzzmm

IIиначе

KtuUIIтоIIесли (5.5.15)

где I

⎫

−+=

,)(

uorcmzzimzmm

KuUII

zmax

– заданное ограничение амплитуды тока сети, K

– коэффициент в обратной связи

по интегралу отклонения напряжения от заданного значения, K

– коэффициент в обратной

связи по отклонению напряжения от заданного значения, ∆t

– время цикла работы системы

управления выпрямителя.

Для регулирования фазных токов выпрямителей определяется фаза τ

и модуль U

вектора трехфазной системы напряжений сети:

⎪

⎭

⎟

⎠

⎜

⎝

Частота напряжений сети ω

⎪

⎟

⎪

⎬

⎫

⎞

⎜

⎛

−π=τ

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

=τ>

−

arcsin

,arcsin,0

sxm

иначе

тоuесли

uuU

(5.5.16)

определяется по изменению их фазы τ

()

⎪

⎭

τ=τ

∆⋅ω−ω

+ω=ω

∆

τ−τ

=ω

,,,

111

ysu

где τ

⎪

⎫

π+τ=τπ>τ−τ

π−τ=τπ−<τ−τ

,2,

111

тоесли

⎬

(5.5.17)

– фаза трехфазной системы напряжений сети в начале цикла работы системы управле-

ния, τ

– угловое положение системы напряжений сети в конце цикла, ω

– мгновенное зна-

чение угловой частоты напряжений, ω

– отфильтрованная угловая частота напряжений.

Если система управления должна поддерживать угол сдвига φ

тока сети относитель-

но напряжения, то заданные токи фаз выпрямителей определяются выражениями:

() () ()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−ϕ−τ=

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−ϕ−τ=

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−ϕ−τ=

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−ϕ−τ=

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−ϕ−τ=

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−ϕ−τ=

ϕ−τ=ϕ−τ=ϕ−τ=

sin,

sin

sin,

sin

,sin,sin,sin

998877

665544

332211

uizmzuizmzuizmz

IiIiIi

(5.5.18)

Составляющие системы напряжений управления с нечетными номерами, обусловлен-

ные регулированием токов выпрямителей, формиру

⎪

ются пропорциональными регуляторами:

⎫

()

.17,...5,3,1, =−= miiKu

mzvmioyvim

(5.5.19)

Напряжения управления выпрямителей формируются как суммы составляющих u

yvim

обусловленных регулированием токов, и составляющих u

yvem

, компенсирующих ЭДС сети:

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

=−=

=+=

−

.18,...6,4,2,

,17,...5,3,1,

muu

muuu

yvmyvm

yvemyvimyvm

(5.5.20)

В выражениях (5.5.20) составляющие u

yvem

определяются в результате анализа систе-

мы напряжений управления u

yvm

и фильтрации амплитуды этих напряжений U

ymm

144

Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

()

⎪

⎭

∆⋅−

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−π=τ

,arcsin

max

yvymmy

ymmymm

tUU

иначе

где T

⎪

⎬

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

=τ>

,arcsin,0

max

yyx

тоuесли

(5.5.21)

⎪

⎫

−

max

1715131197531

yayxy

ydyc

yyy

uuU

uuu

– постоянная времени фильтра амплитуды напряжений управления, u

– проекция

напряжений управления на ось абсцисс, U

ymax

– не отфильтрованная амплитуда напряжений

управления, U

ymm

– отфильтрованная амплитуда напряжений управления, τ – фаза трехфаз-

ной сис

темы напряжений управления.

С учетом (5.5.21) составляющие напряжений управления, компенсирующие ЭДС се-

ти, определяются выражениями:

()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−τ===

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−τ===

τ===

sin

,sin

987

654

321

yymmyveyveyve

Uuuu

(5.5.22)

Пропорциональные регуляторы токов (5.5.2) и система компенсации ЭДС сети

(5.5.20)–(5.5.22) в совокупности эквивалентны пропорционально-интегральным регуляторам.

Отфильтрованное действующее напряжение сети U

определяется выражениями:

()

⎭

⎬

⎫

∆

−+=++= ,,,

ssssssss

BABBuuuA (5.5.23)

где A

и B

– промежуточные переменные, T

– постоянная времени апериодического фильт-

ра действующего напряжения.

При регулировании действующего линейного напряжения сети осуществляется срав-

нение фактического напряжения U

с заданной величиной U

и с помощью пропорциональ-

но-интегрального регулятора формируется заданная амплитуда фазных ЭДС сети E

}

,)(,)(

sosszmismsisszmimi

KUUEEKtUUEE

−

⋅∆−+= (5.5.24)

где U

– заданное действующее напряжение сети, K

– коэффициент в обратной связи по

интегралу отклонения напряжения от заданного значения, K

– коэффициент в обратной

связи по отклонению напряжения от заданного значения.

Переключения транзисторов в однофазных инверторах осуществляются в соответст-

вии с рис.

5.5.3. При этом максимальное и минимальное значения опорных напряжений +1 и

–1. При заданной частоте широтно-импульсной модуляции f

опi

и заданном шаге расчета ∆t

мгновенные значения трех опорных напряжений формируются по следующему алгоритму:

()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

−=+=−τ=

−τ=τ>τ

∆+τ=τ

,14

,1,

23212 опiопiопiопiопiопi

опiопiопi

uuuuu

тоесли

(5.5.25)

145

Пронин М. В., Воронцов А. Г., Калачиков П. Н., Емельянов А. П.

В модели преобразователя частоты используется также переключение опорных на-

пряжений инверторов на каждом периоде выходного напряжения, которое описано в [76].

При регулировании действующего тока нагрузки системы напряжений управления

, u

и u девяти однофазных инверторов определяются выражениями:

()

⎪

⎭

⎪

⎬

⎫

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−ω=

⎟

⎠

⎞

⎜

⎝

⎛

−ω=ω=

∆+=

sin,

sin,sin

max3max2max1

tUutUutUu

ttt

нyiyiнyiyiнyiyi

(5.5.26)

где t – время (с), ω

– заданная угловая частота основных составляющих напряжений нагруз-

ки (рад./c), U

yimax

– амплитуда напряжений управления (о.е.).

Три других напряжения управления этих инверторов определяются формулами:

(5.5.27)

В формулах (5.5.26) амплитуда напряжений управления U

yimax

определяется регулято-

ром, который поддерживает какой-либо заданный параметр. В одном из вариантов построе-

ния системы управления используется регулятор действующего тока нагрузки. В этом вари-

анте должны определяться заданный и фактический действующие токи нагрузки.

Фактический действующий ток трехфазной нагрузки:

.3,2,1,

=−=

nuu

yinyin

()

⎭

⎬

iнф

iiii

⎫

∆

−+=

= ,,,

ннн

BABB

iii

A (5.5.28)

где A

⎬

⎫

−+=<<

−+

,)(

max

zyiiyiiymxyiymn

iioфzyiiyi

IUUтоUUUесли

KII

(5.5.29)

⎬

=>=>

,1,;1,

,1,

1523

iопiyi

ес

KтоuuеслиKтоuuесли

Kтоu

(5.5.30)

отают с частотой опорных напряжений

1500 Гц

й дейст-

– промежуточные переменные, T

– постоянная времени фильтра.

При заданной величине действующего тока нагрузки, равной I

, работу пропорцио-

нально-интегрального регулятора тока можно описать следующими выражениями:

⎪

∆

iiiyф

KtI

⎪

imax

ymxyiymxyi

UтоUUесли

UUтоUUесли

⎭

imax

ymnyiymnyi

где U

yimax

, U

ymx

, U

ymx

– амплитуда напряжения управления и ее предельные заданные значе-

ния, K

iii

– коэффициент в обратной связи по интегралу отклонения тока от заданного значе-

ния, K

– коэффициент в обратной связи по отклонению тока от заданного значения.

Состояния транзисторов девяти инверторов определяется следующими условиями:

⎪

⎫

=>=>

,1,;1,

,18,...2,1,0

321111

iопiyiiопiyi

KтоuuеслиKтоuuесли

⎪

=>=>

;1,

,1,;1,

1313

1132922

712531

iопi

iопiyiiопiyi

uеслиKтоuuесли

KтоuuеслиKтоuuесли

⎪

⎭

=>=>

.1,;1,

,1,;1

,1,;1,

18361626

14161235

1025815

iопiyiiопiyi

KтоuuеслиKтоuuесли

Аналогично осуществляются переключения транзисторов

выпрямителей.

Расчет выполнен при следующих данных. Напряжение сети 6 кВ, частота 50 Гц, ин-

дуктивность 1 мГн. Мощность трансформатора 1000 кВА, напряжение короткого замыкания

10 %, коэффициент трансформации 8,5. Емкость каждой из девяти конденсаторных батарей

10000 мкФ, индуктивность нагрузки 13,73 мГн, активное сопротивление нагрузки 5,759 Ом,

частота напряжения нагрузки 50 Гц. Выпрямители раб

⎪

=>=>

,1,;1,

634424

2141733

iопiyiiопiyi

KтоuuеслиKтоuuли

. Инверторы работают

с частотой опорных напряжений 2000 Гц. Заданны

146

Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

вующий ток н 240,5 А ность н ки 10 т, линейное действую-

щее напряжени . Длительность ци авлен рями 00 верторов –

500 мкс. Результаты расчета представлены .

5.5.8 .

агрузки . Активная мощ агруз 00 кВ

е 3 кВ кла упр

на рис

ия вып

и в таблице

телей 2

5.5.1

мкс, ин

Рис.5.5.8 Напряжения и токи в схеме рис.5.5.1

Таблица 5.5.1 Результаты анализа токов и напряжений в схеме рис.5.5.1

Фазное напряжение сети, В

Коэффициент искажения синусоидальности кривой

3464.839

0.002286

Частоты гармоник, Гц Действующие значения Фазы, гр.

50 3464.830 -0.02069

Фазный ток сети, А

Коэффициент искажения синусоидальности кривой

96.472

0.07702

Частоты гармоник, Гц

Действующие значения

96.185

Фазы, гр.

2.7262

Выпрямленный ток 1 выпрямителя, А

Выпрямленный ток 2 выпрямителя, А

Выпрямленный ток 3 выпрямителя, А

149.139

149.022

148.500

Действующий ток в плече 1 выпрямителя, А

Средний ток, А

Максимальный ток, А

Минимальный ток, А

169.897

75.105

343.396

-342.159

Ток 1 конденсатора, А

Напряжение 1 конденсатора, В

243.023

726.637

Фазное напряжение нагрузки, В 1740.571

Частоты гармоник, Гц

Действующие значения

1728.899

Фазы, гр.

-32.9078

Фазный ток нагрузки, А

Коэффициент искажения синусоидальности кривой

240.247

0.01246

147

Пронин М. В., Воронцов А. Г., Калачиков П. Н., Емельянов А. П.

Преобразователи рассмотренного типа могут включать в себя различное количество

низковольтных ячеек, соединенных последовательно в каждой фазе нагрузки. При неизмен-

ном напряжении ячеек напряжение нагрузки пропорционально их количеству. Качество на-

пряжения и тока нагрузки также улучшается при увеличении количества ячеек.

§ 5.6 Расчет потерь энергии в преобразователях на транзисторах

IGBT. Уточнение электромагнитных расчетов

Некоторые вопросы теплового расчета преобразователей на транзисторах IGBT рас-

смотрены в [19], [43], [76], [103].

В моделях транзисторных преобразователей, описанных в данной книге, в каждый

момент времени рассчитываются токи всех элементов схем. Если известны активные сопро-

тивления элементов в используемых схемах замещения, то определяются мощность потерь

энергии ∆P

и потери энергии ∆W в этих устройствах на каждом шаге расчета ∆t:

(5.6.1)

В моделях преобразователей полупроводниковые элементы представляются идеаль-

ными ключами ю .

В реал стати-

ческие

[133].

r r

}

tPWWriP

rrrr

∆∆+∆=∆=∆

. Это упрощает расчеты. Но в идеальных ключах потери энергии отсутству

ьных полупроводниковых приборах они существуют и разделяются обычно на

и динамические потери. Статические потери определяются током и падением напря-

жения от этого тока в

открытом состоянии транзистора и диода. Динамические потери воз-

никают при переключениях транзистора, а также при выключении обратного диода. Для оп-

ределения этих потерь в алгоритмы расчета вводятся усовершенствования [19], [76].

При выполнении электромагнитных расчетов на каждом шаге по времени определя-

ются токи во всех элементах схем, в том числе в диодах i

и транзисторах i

. Эта информа-

ция используется для расчета статических и динамических потерь энергии, который осуще-

ствляется одновременно с расчетом электромагнитных процессов.

При расчете статических потерь используются вольт-амперные характеристики тран-

зисторов и диодов. Эти характеристики определяются фирмами-изготовителями приборов

для различных температур полупроводниковых структур, обычно 25˚С и 125˚С. На рис.

6.6.1

в качестве примера представлены вольт-амперные характеристики транзистора и обратного

диода модуля типа FZ1600R17KF6CB2 фирмы EUPEC

1000 20000

1,0

2,0

3,0

4,0

ut25, ut125, В

ut25=f1(iti)

t125=f2(iti)

iti, А 1000 20000

1,0

2,0

3,0

ud25, ud125, В

idi, А

d25=f3(idi)

d125=f4(idi)

ДиодТранзистор

Рис.5.6.1 Вольт-амперные характеристики транзистора и обратного диода

таб-

лично. По этим характеристикам при использовании подпрограмм сплайн-аппроксимации

кривы жения

на транзисторах ∆

вующих токов:

(5.6.2)

в модуле FZ1600R17KF6CB2 для температур 25˚С и 125˚С

В моделях преобразователей вольт-амперные характеристики приборов задаются

х [85] на каждом шаге расчета для двух температур определяются падения напря

t25

, ∆u

t125

и на диодах ∆u

d25

, ∆u

d125

как функции соответст

() ()

⎭

⎬

⎫

=∆=∆

4125325

2125125

diddid

tittit

ifuifu

148

Электроприводы и системы с электрическими машинами и полупроводниковыми преобразователями

Фактические температуры полупроводниковых структур транзисторов t

и диодов t

задаются или рассчитываются на основе математического описания тепловых процессов.

Напряжения на транзисторах и диодах для фактических температур:

() ()

⎭

⎬

⎫

∆−∆

−+∆=∆

∆−∆

−+∆=∆ .

100

25,

100

25125

dddt

tttt

tuu

(5.6.3)

С учетом (5.6.3) мощность ∆P

и ∆P

и энергия ∆W

и ∆W

статических потерь в от-

дельных транзисторах и диодах могут быть определены следующим образом:

⎫

∆=∆∆=∆ ,,

didtdtittt

iuPiuP

(

⎭

⎬

∆∆+∆=∆∆∆+∆=∆ .,

dddttt

PtWWPtWW

5.6.4)

Мощность ∆P

и энергия ∆W

статических потерь в отдельных модулях:

}

tddttddt

WWWPPP

∆

+∆=∆ (5.6.5)

Мощность ∆P

ст

и энергия ∆W

ст

статических потерь в преобразователе определяется

суммой потерь в отдельных модулях:

}

∑

∆=∆∆=∆

стdtст

WWPP (5.6.6)

сти потерь

энерги

качестве примера на рис.

5.6.2 для модуля FZ1600R17KF6CB2 для температуры 125˚С пред-

ставлены зависимости потерь энергии от тока при включении транзи

c125

Для определения динамических характеристик используются зависимо

и от тока при переключении транзисторов и диодов при температурах 25˚С и 125˚С. В

стора E

on125

, при его вы-

ключении E

off125

, а также при выключении обратного диода E

1000 2000 30000

800

1200

400

1600

Eon125, Eoff125, Erec125, мДж

off125

ti, A

Eon125

Erec125

Рис. ора

чае аналогичные зави

ние для модуля FZ1600R17KF6CB2 для температуры

атуры 25˚С могут быть использованы те

же зави

тора, могут относиться к одному или к разным конструктивным

элементам. В зависимости от постановки задачи теплового расчета динамические потери мо-

гут определяться в каждом транзисто

ным последующим разделением суммарных потерь на потери в отдельных конструктивных

элемен

5.6.2 Зависимости от тока потерь энергии на включение и выключение транзист

и на выключение диода модуля FZ1600R17KF6CB2 для 125˚С

Зависимости рис.5.6.2 заданы для рабочего напряжения 900 В (при классификацион-

ном напряжении модуля 1700 В) и для активного сопротивления в цепи затвора 0,9 Ом [133].

При изменении этих параметров зависимости рис.5.6.2 должны быть откорректированы.

В рассматриваемом слу симости потерь энергии на переключе-

25˚С не заданы. Поэтому с некоторым

завышением расчетных потерь энергии для темпер

симости динамических потерь, что и для температуры 125˚С.

При расчете динамических потерь энергии нужно учитывать, что при выключении

транзистора в каком-либо модуле его ток обычно направляется в обратный диод другого

транзистора, который находится в другом модуле или

в том же самом модуле (в зависимости

от типа используемых элементов). При этом динамические потери, возникающие при пере-

ключении одного транзис

рном модуле или в преобразователе в

целом с возмож-

тах. В последнем случае алгоритм расчета может быть несколько упрощен. В частно-

сти, могут быть использованы не отдельные составляющие динамических потерь, изобра-

женные на рис. 5.6.2, а суммарные динамические потери энергии на одном цикле переклю-

чения транзистора (включение транзистора

, выключение транзистора, выключение обратно-

149

Пронин М. В., Воронцов А. Г., Калачиков П. Н., Емельянов А. П.

го диода). Соответствующая зависимость суммарных потерь за цикл коммутации для модуля

типа FZ1600R17KF6CB2 для температуры 125˚С представлена на рис.

5.6.3.

Аналогично рис.

5.6.3 задается зависимость потерь энергии при полном цикле пере-

ключения модуля FZ1600R17KF6CB2 для температуры 25˚ С.

1000 2000 30000

1000

2000

4000

3000

E125, мДж

ti, A

125

Рис.5.6.3 Зависимость потерь энергии от тока при полном цикле

коммутации модуля типа FZ1600R17KF6CB2 для 125˚С

Расчет потерь энергии зависит от схемы преобразователя и алгоритма управления. В

схеме с трехфазным инвертором рис.

5.1.1, при формировании импульсов управления путем

сравнения пилообразного опорного напряжения и трехфазной системы напряжений управле-

ния рис.

5.1.5, алгоритм расчета динамических потерь в вентилях может быть следующим.

На каждом периоде опорного напряжения известна величина напряжения управления

в каждой фазе инвертора, которая определяется при выполнении электромагнитных расче-

тов. Если напряжение управления на данном периоде выходит за рабочие пределы опорного

напряжения, то в этой фазе на данном периоде транзисторы не

переключаются, и динамиче-

ские потери отсутствуют. Если напряжение управления находится в рабочем диапазоне

опорного напряжения, то при использовании подпрограмм сплайн-аппроксимации кривых по

зависимостям типа рис.

5.6.3 для известного тока фазы i

определяются динамические потери

энергии E

i25

и E

i125

для температур 25˚С и 125˚С при полном цикле коммутации вентилей фа-

зы. Для заданной или рассчитываемой температуры полупроводниковой структуры энергия

динамических потерь определяется следующим образом:

()

.25

25125 ii

−

−+

100

Динамические потери энергии в преобразователе в целом определяются как сумма

динамических потерь в вентилях фаз:

∑

= E

titi

EE = (5.6.7)

(5.6.8)

преобразователя в рассматри-

ваемо ериоду опорного напряжения:

tit

Мощность динамических потерь энергии в вентилях

м случае определяется как отношение энергии потерь к п

оп

∆

=∆ (5.6.9)

Суммарная мощность потерь энергии в вентилях преобразователя равна сумме стати-

ческих и динамических потерь:

дст

PPP ∆+∆=∆ (5.6.10)

Мощность потерь энергии в силовых полупроводниковых элементах составляет

обычно от одного до нескольких процентов номинальной мощности преобразователя. По-

скольку расчеты осуществляются при допущении, что вентили идеальны, то указанную по-

грешность в один или несколько процентов можно рассматривать как дополнительную

ошибку, которая выражается в неточности расчета токов

и напряжений. Эту погрешность

можно практически устранить при введении в схемы элементов, параметры которых опреде-

ляются в результате расчета мощности потерь [19].

Рассмотрим реализацию возможности уточнения электромагнитных расчетов на при-

мере схемы с двухуровневым транзисторным инвертором напряжения. В этой схеме для уче-

та влияния статических потерь на электромагнитные процессы в фазы нагрузки

вводятся до-

150